a2可以仍然产生可接受的接收器性能，因为在接收信号路径305的电路装置中的LO馈通由于以上所述反相耦合而显著地抵消。在一个示例性实施例中，第二信号路径307的Cbl’和Cb2’也可以值减小，并且因此与第二信号路径207的Cbl和Cb2相比减小尺寸。在示例性实施例中，Cbl’和Cb2 ’可以对应于与其他电路元件相关联的寄生电容，并且无需对应于例如设计中明确提供的电容器。
[0048]在某些示例性实施例中，由反相混频器配对330、331和340、341提供的对LO馈通的显著抵消也可以有利地允许使用更简单的单平衡混频器设计(与例如双平衡混频器设计相对)。单平衡混频器设计的优点包括抵消了对于平衡-不平衡转换器的需求以将单端LNA与差分混频器接口。此外，TIA输入阻抗峰值频率可以增大，因为例如与混频器330的单平衡实施方式相关联的寄生电容值Cal、Ca2(图3中未示出)可以远远小于用于双平衡混频器实施方式的对应寄生电容值。可以理解，使用单平衡混频器的另一优点在于，无需在LNA 201之前或之后执行额外的单端至差分转换。
[0049]在某些示例性实施例中，在此公开的用于反相耦合的技术可以容易地适用于包括多于一个本地振荡器相位的接收器。图4示出了在正交下变频转换噪声抵消接收器400中包括反相耦合技术的备选示例性实施例。在图4中，接收信号路径405包括第一 1(同相)路径3061，具有第一混频器3301和第一辅助混频器3311，具有经由电容器Cxl和Cx2而反相配置耦合的输出端。接收信号路径405进一步包括第一 Q(正交)路径306Q，具有第一混频器330Q和第一辅助混频器331Q，也具有经由电容器CxlQ和Cx2Q以反相配置耦合的输出端。注意，提供至第一I路径3061和第一Q路径306Q的本地振荡器可以相位偏移，例如(I +，1-)可以对应于差分同相LO信号，而(Q+，Q-)可以对应于差分正交LO信号。
[0050]接收信号路径405进一步包括第二I路径3071，具有与电容器Cx3和Cx4耦合的第二混频器3401和第二辅助混频器3411，以及第二Q路径307Q，具有与电容器Cx3Q和Cx4Q耦合的第二混频器430Q和第二辅助混频器341Q。
[0051 ] 在图4中，可以理解，第二I路径3071的差分输出端经由电阻器Rbl、Rb2耦合至第一I路径3061的差分输出端，而第二 Q路径307Q的差分输出端经由电阻器Rb3、Rb4耦合至第一 Q路径306Q的差分输出端。对于以上所述每个技术，接收信号路径405产生由信号IF_1、IF_IB表示的、对应于噪声抵消下变频转换信号的同相部分的同相差分输出电流，并且将同相差分输出电流提供至同相TIA 2801的输入端。接收信号路径进一步产生由信号IF_Q、IF_BQ表示的、对应于噪声抵消下变频转换信号的正交部分的正交差分输出电流，并且将正交差分输出电流提供至正交TIA 280Q的输入端。TIA的2801、280Q分别产生差分输出电压Vout1、VoutQ0
[0052]图5示出了图4中接收信号路径405的某些部分的单平衡混频器实施方式的示例性实施例。注意，图5中接收信号路径的特定实施方式仅为了示意说明目的而示出，并且并非意味着将单平衡混频器拓扑结构应用于在此所述的任何特定混频器。
[0053]在图5中，第一I路径3061的两个混频器3301、3311使用总共四个晶体管而实施，例如晶体管502、504用于混频器3301，以及晶体管506、508用于混频器3311。本领域技术人员可以理解，每个单平衡混频器通常可以使用两个晶体管实施，与例如用于双平衡混频器的四个晶体管相对。图5中进一步示出了使用四个晶体管实施的第一 Q路径306Q的两个混频器330Q、331Q，例如晶体管516、514用于混频器330Q，以及晶体管512、510用于混频器331Q。注意，图5中所示的去往混频器的输入可以从跨导器210的输出得出，并且可以对第一I路径3061和第一 Q路径306Q共用。
[0054]在备选的示例性实施例中(未示出)，如图5中所实施的单平衡混频器体系结构可以类似的采用在第二I路径3071的混频器3401、3411以及第二Q路径307Q的混频器340Q、341Q中。这些备选示例性实施例预期为在本公开的范围内。
[0055]本公开的其他特征方面涉及在第一和第二信号路径之间提供交叉耦合电容器以改进阻断器抑制并且增强接收器线性度。
[0056]图6示出了在第一和第二信号路径之间包括交叉耦合电容器的本公开的示例性实施例。注意图6仅为了示意说明目的而示出，并且并非意味着限制本公开的范围。
[0057]在图6中，交叉耦合的电容器Cppl、Cpp2将第一信号路径306中混频器330的差分输出的端子、与第二信号路径307中混频器340的差分输出的对应端子耦合。以所示方式提供Cppl、Cpp2有利地引导了来自第二信号路径307的阻断器电流通过Cppl、Cpp2，以添加与存在于第一信号路径306中的阻断器电流的反相，从而进一步抑制阻断器分量并且增强线性度。特别地，每个混频器输出的差分电流的相位将取决于驱动对应混频器的LO信号的相位。通过基于驱动每个混频器的LO的相位而恰当地将第一混频器330的输出与第二混频器340的输出连接，可以有效地抵消阻断器电流，同时可以放大所需的RX电流。在示例性实施例中，Cpp I和Cpp2的电容值可以彼此相等，例如均等于共同的值Cpp。
[0058]在示例性实施例中，用于在第一和第二信号路径之间提供交叉耦合电容器的技术也可以适用于并入正交或其他多相下变频转换混频器的接收信号路径。特别地，可以进一步提供电容器以交叉耦合正交下变频转换接收器的分立I和Q信道。图7示出了在两个(例如同相和正交)第一信号路径和两个(例如同相和正交)第二信号路径之间包括交叉耦合电容器的接收器的示例性实施例700，在配置中也在此标注为基带多相交叉耦合阻断器滤波配置。
[0059]可以理解，通过以所示方式交叉耦合混频器的输出端，可以产生单侧陷波响应以抑制与接收信号具有已知频率偏移的阻断器(例如在FDD系统中强TX信号)。陷波频率可以通过交换在I和Q路径之间耦合的极性而重定位至LO频率的另一侧。可以理解，可以通常通过合适地设置Cpp值和210的跨导而选择陷波频率的偏移。
[0060]在图7中，交叉耦合电容器Cpll、Cpl2将第一Q混频器330Q的差分输出以所示方式耦合至第二I混频器3401的差分输出。此外，交叉耦合电容器Cpl3、Cpl4将第一I混频器330Q的差分输出以所示方式耦合至第二 Q混频器340Q的差分输出。
[0061]可以理解，交叉耦合电容器可以有利地提供越过感兴趣信号带的频率的反相耦合。特别地，由第一信号路径处理的信号可以由跨导增益-1/I ZoLNAl反转，例如在其中al对应于-1/I ZoLNAl的那些示例性实施例中，而由第二信号路径处理的信号并未反转。以该方式，第二信号路径中阻断器电流可以引导通过交叉耦合电容器并且反相耦合至第一信号路径中的阻断器电流，因此进一步抑制了阻断器分量并且增强线性度。可以理解，可以设计示例性实施例700以提供陷波滤波以在从接收信号偏移(例如在H)D系统中强TX阻断器信号)的预定频率下抑制阻断器。注意，这些益处可以实现而并未添加噪声恶化。
[0062]在示例性实施例中，Cppll、Cppl2、Cppl3、Cppl4可以等于共同值，例如Cppx，其可以具有与参照图6所述Cpp不同的值。
[0063]可以理解，以上所述技术在RF频率响应的低频侧和高频侧均提供了针对带外阻断器的改进的抑制。这在图8中示出，其示出了根据本公开的阻断器抑制技术的示意性滤波频率响应。在图8中，水平轴线绘制了以例如吉赫兹(GHz)测量的频率，而垂直轴线绘制了传递函数的幅度，例如单位为例如分贝(dB)的、如本领域已知的S21散射参数。注意，图8的响应并非意味着将本公开的范围限制于所示的任何特定频率范围或S21幅度。
[0064]在图8中，标注的“响应I”(也即实线)对应于并未包括交叉耦合电容器的示例性接收器前端(例如图3的示例性实施例300)的频率相关S21幅度的示意图(例如，考虑到50欧姆匹配阻抗，端口 I对应于至LNA 201的输入，以及端口2对应于TIA 280的输出)，而标注“响应2”(也即虚线)对应于基带多相交叉耦合阻断器滤波配置(例如图7的示例性实施例700)的频率相关S21幅度的不意性图。注意频率响应“响应I”和“响应2”中的每个包括尚频侧响应和低频侧响应，也即对于中心频率f d左侧的低频侧响应，以及对于fd右侧的高频侧响应，如图8中所示。特别地，应该注意的是，响应2的左侧(也即小于f d的频率)包括频率f notch的陷波特性，其中f notch可以由在混频器输出端处R-C网络的特性确定。注意，响应2的右侧(也即大于fd的频率)示出了所有频率偏移的抑制。
[0065]在示例性实施例中，在此所述的技术可以易于适用于包括多相下变频转换的接收信号路径。图9示出了用于驱动具有多个相的本地振荡器的示例性方案。在图9中，示出了多个N个差分本地振荡器(LO)信号，每个差分LO信号相对于其他LO信号具有相同的频率(由周
表征)但是具有不同(例如非重叠)相位。特别地，第一差分LO信号L0.1包括正信号LOp.1和负信号LOn.1。第二差分LO信号L0.2包括LOp.2和LOn.2，并且通常与差分LO信号L0.1相位偏移。高达N个差