低消耗解调方法的步骤流程图。
[0056]图2为本发明的数据采集步骤的一优选的实施方式的步骤流程图。
[0057]图3为本发明的解调步骤的一优选的实施方式的步骤流程图。
【具体实施方式】
[0058]为了能够更清楚地描述本发明的技术内容，下面结合具体实施例来进行进一步的描述。
[0059]本发明的无线充电设备中FSK信号的低消耗解调方法抛弃了传统2FSK相干解调与非相干解调的一贯做法，根据QI标准中2FSK信号的特性，模拟电路部分仅用一个比较器代替ADC采样电路，同时数字部分最高仅用2MHz的时钟频率即可实现对该FSK信号的解调。
[0060]请参阅图1所示，本发明的无线充电设备中FSK信号的低消耗解调方法首先接收线圈上的信号发送至解调芯片的比较器的输入端，其次包括以下步骤:
[0061](I)对所述的比较器的输出值进行采样并获取一周期内的采样点的个数；
[0062](2)根据所述的一周期内的采样点的个数对信号进行解调；
[0063](3)根据解调结果合成完整的数据帧；
[0064](4)对所述的完整的数据帧进行校验并输出。
[0065]功率无线充接收端及通讯协议中，由于发射端产生正弦波的方式是通过PffM控制，此方式可以更加容易的控制输出信号的频率与占空比，同时也导致了信号频谱复杂，不能通过一般的FSK方式进行解调。由于PWM调制方式其占空比是变化的，但其周期是固定不变的，因此本设计通过检测信号周期点数，并以该点数为信号进行处理，从而得到编码数据。本算法固定256个周期之和为处理对象，每检测到一个周期结束，输出一次最近的256个周期计数之和。而后根据该和值的变化趋势进行数据判断。
[0066]请参阅图2所示，在一种优选的实施方式中，所述的步骤(I)具体包括以下步骤:
[0067](1.1)通过2MHz频率读取所述的比较器的输出值；
[0068](1.2)将所述的比较器的输出值通过第一低通滤波器以滤除高频信号；
[0069](1.3)采样并获取一周期内的采样点的个数。
[0070]在一种优选的实施方式中，所述的步骤(1.2)具体为:
[0071]将所述的比较器的输出值通过一截止频率为250KHZ，采样频率为2MHz的第一低通滤波器以滤除高频信号。
[0072]在一种优选的实施方式中，所述的步骤(1.3)具体包括以下步骤:
[0073](1.3.1)判断通过第一低通滤波器后的比较器的输出值是否是由O变为I;
[0074](1.3.2)如果通过第一低通滤波器后的比较器的输出值是由O变为I，则输出周期计数器的计数值以作为一周期内的采样点的个数后，将所述的周期计数器的计数值修改为I;
[0075](1.3.3)如果通过第一低通滤波器后的比较器的输出值不是由O变为I，则所述的周期计数器的计数值加I后，继续步骤(1-Do
[0076]在实际应用中，线圈上的信号进入芯片在经过比较器与O电平比较之后，通过2MHz频率读取比较器输出值，则该值可视为2MHz的Ibit采样数据，为保证输入信号的波形其抖动不至于影响后面的解码算法，将此数据先过一个低通滤波器，滤除其频率较高的抖动波形，然后再进行解调与解码处理。
[0077]其中，T_COunter是周期计数器，长度为5bit，通过固定的频率计数，每次遇到上升沿输出数据并清零重新计数，在计数过程中无需考虑溢出问题。
[0078]请参阅图3所示，在一种优选的实施方式中，所述的步骤(2)具体包括以下步骤:
[0079](2.1)根据所述的一周期内的采样点的个数获取数个周期内的采样点的个数和；
[0080](2.2)通过第二低通滤波器滤除所述的数个周期内的采样点的个数和的上下波动部分；
[0081](2.3)根据滤除上下波动部分的数个周期的采样点的个数和检测频率抖动；
[0082](2.4)如果存在频率抖动，则消除所述的频率抖动并输出比特O或比特I;
[0083](2.5)如果不存在频率抖动，则输出比特O或比特I。
[0084]在一种优选的实施方式中，所述的步骤(2.1)具体包括以下步骤:
[0085](2.1.1)判断所述的周期计数器是否有输出值；
[0086](2.1.2)如果所述的周期计数器有输出值，则根据以下公式获取256个周期内的采样点的个数和:
[0087]SumTbuf f = SumTbuf f+T_counter-Tbuf fer[255](I)
[0088]其中，SumTbuff为256个周期内的采样点的个数和，T_counter为周期计数器的计数值;Tbuffer [255]为缓存器Tbuf fer的第256个缓存值，其中缓存器Tbuf fer用于存储周期计数器T_counter的输出值，所述的缓存器Tbuf fer的深度为256，且符合先入先出的规则；
[0089 ] (2.I.3)更新所述的缓存器Tbuffer;
[0090](2.14)如果所述的周期计数器无输出值，则继续步骤(2.1.1)。
[0091]在一种优选的实施方式中，所述的步骤(2.2)具体为:
[0092]通过一截止频率为5KHz且采样频率为210KHZ的第二低通滤波器滤除所述的数个周期内的采样点的个数和的上下波动部分。
[0093]在一种优选的实施方式中，步骤(2.3)具体包括以下步骤:
[0094](2.3.1)将所述的第二低通滤波器的当前值减去该第二低通滤波器的前一刻的值以获取一当前delta值；
[0095](2.3.2)判断当前delta值与前一个delta值是否相等；
[0096](2.3.3)如果当前delta值与前一个delta值相等，则delta值计数器加I;然后继续步骤(2.3.5);
[0097](2.3.4)如果当前delta值与前一个delta值不相等，则delta值计数器清零;然后继续步骤(2.3.5);
[0098](2.3.5)判断delta值计数器的计数值是否大于第一阈值；
[0099](2.3.6)如果delta值计数器的计数值大于第一阈值，则将所述的delta值计数器、delta值累加器以及修饰累加器的计数值均清零，然后继续步骤(2.3.8);
[0100](2.3.7)如果delta值计数器的计数值不大于第一阈值，则继续步骤(2.3.8)；
[0?0? ] (2.3.8)将当前delta值赋给前一个delta值且将当前delta值累加至delta值累加器中；
[0102](2.3.9)判断delta值累加器的累加值的绝对值是否小于等于第二阈值；
[0103](2.3.10)如果当前delta值累加器的累加值的绝对值小于等于第二阈值，则清零所述的修饰累加器的计数值，并输出；
[0104](2.3.11)如果当前delta值累加器的累加值的绝对值不小于等于第二阈值，则判断当前delta值累加器的累加值的绝对值是否大于31;
[0105](2.3.12)如果当前delta值累加器的累加值的绝对值大于31，则判断当前delta值累加器的累加值是否大于O;
[0106](2.3.13)如果当前delta值累加器的累加值大于零，则将所述的修饰累加器的计数值修改为31，并输出；
[0107](2.3.14)如果当前delta值累加器的累加值小于零，则将所述的修饰累加器的计数值修改为-31，并输出；
[0108](2.3.15)如果当前delta值累加器的累加值的绝对值不大于31，则将修饰累加器的计数值修改为所述的当前delta值累加器的累加值，并输出。
[0109]其中，第一阈值和第二阈值是本发明中涉及的常数，即附图中的constl和Const2;[0??0] Tbuffe是周期计数Tbuffer，用于保#T_counter的输出值深度为256，先入先出；[Ο?11 ] SumTbuf f是周期计数Tbuf f er成员之和，暂定15b i t，初始值为-2840;
[0112]delta是LPF2输出值差分结果；
[0113]delta_old 是前一个 delta 值；
[0? Μ] Coun t_de Ita是delta值计数器，当delta