电路系统还被配置以生成一个增益控制信号，用于将增益调谐施加至所述信号路径中的至少一个部件，其中所述增益控制信号与所述第一控制信号同步，使得所述增益调谐补偿所述感测信号的衰减。
[0061]所述控制电路系统可以被配置以从在沿着所述信号路径的第一点处的信号导出一个监测到的信号并且向所述监测到的信号施加预加强滤波。增益调谐所施加至的所述至少一个部件可以是模拟-数字转换器。所述模拟-数字转换器可以根据所述模拟-数字转换器的信号输入的幅度以不同的模式运行。
[0062]在本发明的这些另外的方面，换能器可以是MEMS换能器和/或电容式换能器，尤其是MEMS电容式换能器。
[0063]现将关于下列附图仅以实施例的方式描述本发明，其中:
[0064]图1a-图1c例示用于MEMS电容式换能器的已知读出布置；
[0065]图2例示根据本发明的一个实施方案的具有补偿电路系统的信号处理电路的一个实施方案；
[0066]图3例示合适的补偿电路系统的一个实施例；
[OO67 ]图4a和图4b例示图2中示出的电路使用图3的补偿电路系统的示例波形；
[0068]图5a总体上例示本发明的多个实施方案且图5b至图5e例示可以施加信号修改的多种方式；
图6例示合适的补偿电路系统的另一个实施例；
[0069]图7例示图2中示出的电路使用图6的补偿电路系统的示例波形；
[0070]图8a和图8b例示补偿电路系统的另一些实施方案；
[0071]图9例示用于将一个校正信号加至ADC的输入的一个实施方案；
[0072]图10例示用于将一个校正信号加到信号路径的模拟部分中的一个部件的一个实施方案；
[0073]图11例示了被加在电流域中的校正信号的一个实施方案；
[0074]图12a和图12b例示用于将一个校正信号加至输入放大器级的输入的实施方案；
[0075]图13a和图13b例示用于生成乘法校正信号或增益调谐校正信号的补偿电路系统的实施方案；
[0076]图14总体上例示ADC的运行且例示可以如何调谐ADC的增益；
[0077]图15例示可以如何调谐模拟信号路径中的元件的输入电阻的一个实施例；
[0078]图16例示可以如何调谐输入放大器级的增益的一个实施例；
[0079]图17例示用于在施加衰减的同时修改信号路径中的至少一个元件的增益的另一个实施方案。
[0080]如上文关于图1a提及的，采用电压放大器布置来缓冲来自能够应对一定范围声压级的MEMS换能器的感测信号在提供具有足够输入电压范围的放大器方面造成挑战。另外，通常用作偏置阻抗的二极管具有随着偏置变化且可以对在高感测信号电平处的信号进行箝位或限幅的阻抗。
[0081]为了解决此问题，已知使用诸如图1b中示出的电荷放大器布置连同电路系统来提供直流稳定。然而，在采用电荷放大器布置时，感测信号相对于输入声压不再呈线性。
[0082]对于具有面积A的电极的MEMS传声器，电容Cm通过下面的等式给出
[0083]Cm= εΑ/(d+x) 0 (等式I)
[0084]稳定状态下，为了简单假设VC = 0，传声器上的电荷Qm因此通过下面的等式给出
[0085]Qm=Vb.Cm=Vb.εΑ/d。(等式2)
[0086]对于如图1a中示出的电压放大器，此电荷保持恒定且因此电容器Vc两端的电压通过下面的等式给出
[0087]VC = QM/CM=VB.(d+x)/d。(等式3)
[0088]应清楚的是，检测到的电压摆动因此相对于位移X呈线性。
[0089]然而，对于图1b的电荷放大器，电压保持恒定且电容器的底部极板上的瞬时电荷Qm通过下面的等式给出
[0090]Qm=Vb.eA/ (d+x) 0 (等式 4)
[0091]因此，应理解，感测信号与MEMS电容式换能器的极板之间的位移成反比。从静态位置d到位置d+x的位移导致电荷的变化:
[0092]VB.eA.{l/(d+x)-l/d}=-{VB.eA/d}.{l-l/(l+x/d)}o (等式 5)
[0093]因此，感测信号相对于线性位移X呈非线性。这导致依赖于位移X的幅度以及该位移的符号(即，该位移是正的一一将电容器极板移动到比它们的静态间隔更远，或是负的一一将电容器极板移动得更靠近在一起)的输出信号中的失真。
[0094]在图1c中示出的布置中，当连接衰减电容器时，传递函数非常类似于电荷放大器，并且看到类似的失真级。此外清楚地，连接和断开衰减电容器导致信号处理电路的增益出现阶跃变化，明显地需要在下游处理中处理所述阶跃变化。
[0095]本发明的实施方案因此涉及提供一种信号处理电路，该信号处理电路用于接收来自换能器(尤其是MEMS电容式换能器)的感测信号且产生处理该感测信号中的非线性问题的输出信号。本发明的实施方案因此提供补偿电路系统，该补偿电路系统在沿着信号处理路径的一个点处监测信号且修改该信号以至少部分地补偿感测信号中的任何这样的非线性，即，补偿感测信号中的(相对于输入激励的)失真分量。本质上，该补偿电路系统在沿着信号路径的至少一个点处引入失真分量以补偿感测信号中的固有失真分量。该补偿电路系统作为监测到的信号的值的函数生成校正信号并且基于该校正信号修改信号路径中的信号。在使用中，基于确定的或预期的失真分量，作为监测到的信号的值的函数生成校正信号，且该校正信号与感测信号有效结合以至少部分地补偿这样的失真分量。
[0096]图2示出根据本发明的一个实施方案。图2示出信号处理电路200，其被布置以接收来自电容式换能器101的感测信号，如先前描述的，该电容式换能器在高偏置电压Vb和低偏置电压Vc之间(经由偏置阻抗Re)偏置。低偏置电压Vc标称地可以是地电位或一些其他方便的固定电压。替代地，尤其对于如上文讨论的电荷放大器，如本领域已知的，它可以是由提供来自沿信号链的某个点的低频反馈以调节静态运行点的电路系统生成的。
[0097]来自MEMS换能器的感测信号被输入到放大器输入级201。放大器输入级201可以被布置为如上文所讨论的电荷放大器。来自放大器级201的输出Vamp被传递到ADC 202，该ADC产生感测信号的数字型式SADC。在一些情况下，例如，如本领域已知的，在需要δ-σ类型数字输出的情况下，可存在字长减小(WLR)电路203以减小字长。
[0098]该信号处理电路因此具有一个用于接收感测信号的输入一一例如，输入节点204(虽然在一些实施方案中在Rg之前至MEMS换能器的连接可以被看作输入)——和一个用于基于感测信号输出输出信号S.的输出，例如，输出节点205 ο位于输入节点204和输出节点205之间的信号路径中的是放大器级201和ADC 202。例如，用于将字长从多位格式减小到单一位格式的字长减小的另一个电路块203或相反地用于提供较高分辨率较低采样速率格式的抽取电路系统也可以存在于该信号链中。
[0099]在此实施方案中，还存在如上所述的补偿电路系统。在此实施方案中，该补偿电路系统包括补偿控制电路系统206和修改电路系统207，该补偿控制电路系统用于在沿着信号路径的第一点处监测信号以根据监测到的信号的值生成一个适当的校正信号，该修改电路系统用于在沿着信号路径的第二点处修改信号。在此实施例中，补偿控制电路系统206接收ADC输出的数字信号Smcin。如图2中例示的，监测到的数字信号可以是从ADC下游的信号路径中的第一点抽头的数字信号SADC，或者替代地，数字信号Sadci可以被直接从ADC 202内传递到补偿控制电路系统206，即，信号被监测的第一点可以是信号路径中的ADC内的一个节点。
[0100]在此实施方案中，由补偿控制电路系统206监测的信号Smcin因此是感测信号的数字型式，且补偿控制电路系统206确定适当的数字校正值Sccirrt3在此具体实施例中，此数字校正值S。.被用于至少在沿着信号路径的第二点处修改数字信号S皿以提供输出信号Sciut。在此实施方案中，数字校正值Sccirr被加至来自ADC的数字信号输出SADC，在此实施例中，在信号被监测的第一点的下游数字校正值Sccirr被加至来自ADC的数字信号输出Sadc。因此，通过加法器207将数字校正值Sccirr加至数字信号SADC。注意，为了避免疑义，如本文使用的术语“加”、“被加”、“加上”或“加法”应分别包括“减”、“被减”、“减去”或“减法”并且加法器207因此可以减去数字输出信号Sadc。
[0101]存在可以作为监测到的信号值的函数生成合适的非线性校正信号的多种方式。例如，补偿控制电路系统206可以包括一个谐波生成电路，用于生成感测到的信号的谐波。
[0102]在相对简单的实施方式中，监测到的感测信号Smcin的瞬时值被平方并且被用作校正值的基础。注意，如本文使用的，感测信号将被认为是被检测的电气性能中的所感测到的变化。换句话说，感测信号将被认为具有零静态值并且可以具有正值和负值，换句话说，在此描述中为了简化忽视了非零静态偏置。
[0103]如上文关于等式5描述的，电荷放大器的运行可以导致感测信号具有失真或误差，所述失真或误差随着线性位移X的幅度而增大。失真的作用总是使感测信号没有比理想响应正(或感测信号比理想响应更负)。换句话说，增大线性位移的正值(即，增大极板距静态位置的间隔)导致感测信号变得逐渐低于理想信号。然而，增大X的负值(即，使极板比在均衡时更靠近在一起)导致感测信号越来越高于期望的感测信号。还应理解，对于给定幅度的X，负位移的失真量比正位移大。换句话说，换能器布置在输入激励和包括失真分量的感测信号值之间具有传递函数。
[0104]加上基于瞬时信号值的平方的校正值将导致误差校正:(i)随着信号的值增大；
(ii)是正的(无论瞬时信号值的值如何)因此使感测信号相比其本应是的值更正(或感测信号没有其本应是的值负)；以及(iii)将为较高值的信号提供更大的校正，因此对如下事实进行校正，所述事实是对于固定幅度的输入激励，感测信号的负峰值会表现为比对应的正峰值的幅度大。因此，可以作为监测到的信号值的值的平方的函数确定校正信号，并且这样的校正信号将至少部分地补偿由换能器传递函数引入的失真分量。
[0105]图3例示可能的补偿控制电路系统206的一个实施例。在图3中示出的实施方案中，监测到的数字信号3?。?被接收且被输入到低通滤波器(LPF)30UADC 202可以产生一个仅几位(例如I位或例如小于8位)分辨率的过采样输出。在ADC 202产生一个过采样输出的情况下，监测到的数字信号Smcin可能需要低通滤波以增加字长，从而给出合理的分辨率。换句话说，可以设置低通滤波器301以在高频量化噪声有机会混合到补偿电路系统在信号路径中执行的随后非线性运行中之前将所述高频量化噪声滤除掉。滤波器301的带宽因此可以被设置成衰减量化噪声。然而，如果如示出的滤波器仅存在于补偿控制电路系统206内，则因为在许多情况下补偿控制电路系统的后继级(例如，块302)会衰减滤波器301的输出，因此在加至ADC输出之前衰减存在于此信号中的任何量化噪声，滤波器301的输出处的信噪比要求可以不如主信号路径要求的那么严格，因此可以使用相对简单的滤波器布置。滤波器301可以仅去除超声波分量(>20kHz)并且对音频带(20Hz-20kHz)具有很小影响。然而，在一些实施方案中，可能不需要滤波器301和/或已经存在一个位于主数字信号路径中的低通滤波器并且可以在这样的信号路径滤波器下游监测信号。
[0106]来自滤波器301(如果存在的话)的输出Slp然后可以被输入到非线性谐波生成电路302，在此情况中非线性谐波生成电路302是一个平方器U2)。对现在的信号值求平方，例如，通过使用乘法器来使该信号乘以它自己。此平方值可以直接用作校正信号S。.。然而，在一些实施方案中，校正信号的该初始值可以经历一个线性缩放因子以提供适当幅度的校正信号S。.。在任何情况下，校正信号S。.可以随后被传递至加法器207。
[0?07]图4a和图4b例不使用图3的补偿电路系统的图2的信号处理电路的一些不例模拟波形。图4的波形是在假设图2的放大器201是电荷放大器的情况下计算出的，并且应用一个输入正弦压力激励导致电容式换能器的极板的正弦线性位移，其中最大位移X等于静态极板间隔d的20 %。[0?08]图4b例示是对原始输出信号Sout-orig求平方的校正值信号Scorr (在此实施例中，没有进一步缩放)。图4b还示出产生的经校正的输出信号Sout-corr以及在AP*(波形AP小于4%的增益调整以优化拟合)和Sout-corr之间的剩余误差。可以看到，与原始误差相比，误差信号大大减小并且经校正的输出信号更紧密地对应于输入信号。小增益误差可以被校正或被忽略。
[0109]因此，应清楚，通过在沿着信号路径的第一点处监测信号，补偿控制电路系统206可以导出由修改电路系统207施加的合适的补偿信号，以补偿感测信号中的固有失真分量。
[0110]在此实施例中，补偿控制电路系统206在信号路径的数字部分中的第一点(S卩，第一节点)处监测信号并且供应一个前馈数字校正信号，该前馈数字校正信号在信号路径中的第二点(即，第二节点)处加至信号，该第二点也在信号路径的数字部分，并在第一点的下游。然而，多种其他的布置是可能的。例如，在信号被监测的第一点位于信号被修改的第二点的下游的情况下，可以使用一个反馈布置。在这样的实施方式中，补偿电路系统因此在已经施加至少一些校正之后监测信号。当确定一个合适的校正值时，如果必要，可以考虑已经施加的校正水平。
[0111]在一些实施方案中，可以在沿着信号路径的两个或更多个点处修改信号来提供期望的校正。信号被修改的两个或更多个点可以全都在信号被监测的第一点的上游或全都在信号被监测的第一点的下游，或者可以同时在所述第一点的上游和下游修改信号。
[0112]信号被监测的第一点可以是信号路径的模拟部分的一部分。不论监测的信号是数字的还是模拟的，可以在信号路径的数字部分中和/或在信号路径的模拟部分中修改信号。
[0113]如上文所描述的，可以通过在第二点处加上一个校正信号来修改感测信号。在这种情况下，补偿控制电路系统可以生成一个非线性校正信号且例如可以包括一个谐波生成电路。
[0114]然而，附加地或替代地，可以通过将与信号相关的缩放或乘法施加至信号来修改信号，例如，根据从监测到的信号中导出的校正信号来调谐信号路径中的可变增益元件的增益。
[0115]图5a例示用于沿着信号路径监测信号以及用于修改信号以施加期望的校正的一系列可能性。图5a示出一个包括如先前所描述的放大器级201和ADC 202的信号路径。然而，在一些实施方案中，可以省略ADC 202并且信