进行限定，并且/或者在信道数字信号的最 大频率的2到5倍(优选地，2到3倍)的范围内的处理频率下，计算预测滤波器的系数。
[0075]根据另一个方面，提供了一种接收器，该接收器被设计成连接到发送信道，并且包 括装置，例如上文限定的装置，该装置被配置成执行这样的滤波方法。
【附图说明】
[0076] 通过仔细阅读对本实用新型的非限定实施例及其实施方案的详细说明以及附图 之后，将清楚地了解本实用新型的其他优点和特征，在附图中：
[0077] 图1到图10是本实用新型的各个实施例及其实施方案的示意图。
【具体实施方式】
[0078] 现在，将在通过电力线通信(PLC)来进行信息发送的框架下，描述各个实施例及其 实施方案，但是，本实用新型并不限于这种类型的应用。
[0079]在以下说明部分中，每次以非限定示例的方式提及PLC-G3或PRME标准时，将假设 这是针对CENELEC A频带(3-95kHz)而言的。
[0080] 现在参见图1，以便示意性地示出发送器的一个示例，该发送器能够通过电力线通 信来在电力线LE上发送有用信号SU。
[0081] 例如，发送信道包括编码器ENC，例如，卷积型编码器，该编码器用于从源编码装置 接收待发送的数据。交织装置INTL连接到编码器的输出，该交织装置的后面是"映射"装置， 该映射装置依据变换方案来将位变换成符号，该变换方案取决于所使用的调制类型，例如， BPSK型的调制，或者更普遍地，QAM调制。
[0082] 每个符号包含与载波相关联的调制系数，这些载波将被相应地调制。符号提供在 处理装置MTFI的输入处，该处理装置被设计成执行反向快速傅里叶变换（IFFT)操作。
[0083] 更具体地，参见图2,应注意的是:经调制的载波形成可用载波集合ENS(该集合与 反向傅里叶变换的大小相对应)的载波子集SNS。
[0084]因此，在PLC-G3标准中，反向傅里叶变换的大小等于256，而子集SNS中的经调制的 载波被23至58的秩(rank)所包括，该秩与在35到91KHz的范围内的频带F1-F2相对应。此处 的采样频率等于400KHz，致使载波之间的间隔等于1.5625KHZ，因而使得频率正交((FDM调 制)。
[0085]在PRHffi标准中，反向傅里叶变换的大小等于512,而子集SNS中的载波的数量等于 97,这样就为有用信号提供了在42到89KHz之间延伸的频带。
[0086 ]与未使用的载波相关联的调制系数等于0。
[0087] 时域上的OFDM信号在处理装置MTFI的输出处生成，并且装置MCP向时域上的每个 OFDM符号在OFDM符号的报头中添加周期性前缀，该周期性前缀是位于该符号末尾的特定数 量的样本的副本。
[0088] 例如，在PLC-G3标准中，对于400KHz的样本频率，周期性前缀的长度是30个样本， 而在PRHffi标准中，对于250KHz的样本频率，该周期性前缀的长度是48个样本。
[0089]该信号随后在数字/模拟转换器CAN中转换，然后在级ETA中处理，该级通常被本领 域技术人员使用术语"模拟前端"表示，在该级中，对该信号特别地进行功率放大，然后在电 力线LE上发送。
[0090] 在接收中，更具体地，参见图3,可从图中看出，其中的接收器RCP包括模拟输入级 ETl，该模拟输入级ETl的输入端子BE连接到电力线LE。
[0091] 模拟输入级ETl通常包括带通滤波器BPF、低通滤波器LPF、以及放大装置AMP。级 ET1的输出连接到模拟/数字转换级CAN，该模拟/数字转换级的输出连接到处理级ET2的输 入。
[0092]此处的处理级ET2包括自动增益控制装置AGC，该自动增益控制装置使得级ETl的 放大装置AMP的增益值能够被控制。
[0093] 在模拟级ETl的输出处以及在模拟/数字转换级CAN的输入处提供的信号SAC，是指 来自发送信道(电力线)LE的信道模拟信号。
[0094] 作为非限定性示例，这样的信道模拟信号SAC的频谱如图4中示意性地图示。
[0095]可从图中看出，该信号SAC包括有用信号SU，该有用信号运载从发射器发射的数 据，并且该有用信号的频带位于与经调制的载波的数量相对应的频率Fl与F2之间。
[0096]信号SAC还可能包括窄带噪声信号SB，该窄带噪声信号将可能干扰有用信号SU。
[0097] 通常，噪声信号SB包括位于频率F3下的单个音调。但在实践中，该噪声信号可能分 布在具有频率F3的载波上，并且也可能分布在若干相邻载波上。
[0098] 可以看出的是:信号SU是穹顶形的形状，在不存在信号的情况下，该穹顶的电平远 高于信道的AWGN噪声的电平。另一方面，噪声信号SB的电平高于有用信号SU的电平。
[0099] 现在重新参见图3,可以看出的是：处理级ET2还包括低通滤波器LPF2,后跟(尽管 不是独立的)欠采样装置MSCH。装置MSCH的上游的信号的采样频率用Fs表示，而装置MSCH的 输出处的信号的采样频率用Fss表示。
[0100]装置MSCH的输出处的信号SNC因此在此是指从信道模拟信号SAC的模拟/数字转换 得到的信道数字信号，并且如下文更详细地描述，该信道数字信号将特别地在滤波装置MSL 中进行滤波处理。
[0101] 在下一个部分中，频率Fe是指处理频率，在该处理频率下，将特别地计算滤波装置 MFL的滤波器的系数。
[0102] 例如，在G3-PLC标准中，对于256的FFT大小，指定的采样频率Fs是400KHZ。
[0103]尽管可以在等于400KHZ的采样频率Fs的处理频率Fe下执行所有滤波操作，但是在 小于Fs的频率Fss下对信号进行欠采样，并且在等于Fss的处理频率Fe下执行所有滤波操 作，使得能够减小处理级(特别是滤波装置)的执行复杂程度，并且也使得能够在相对于256 的指定大小的较小大小下执行直接快速傅里叶变换(FFT)处理。
[0104]更详细地回到滤波装置MFL的结构以及并入到处理级ET2中的其他装置之前，现在 更详细地参见图5,以便例如在PLC-G3标准的框架中，说明帧运载符号的结构。
[0105] 帧TRM包括前置序列PRM，该前置序列在此包括八个已知符号SYNCP，后跟反向 SYNCM符号，反向SYNCM符号自身后跟半符号SYNCM。
[0106] 帧TRM随后包括报头(前置序列)HD，后跟字段PLD，该字段包含待解码的有用数据， 该有用数据被本领域技术人员更熟知的术语是"有效载荷"。
[0107] 报头HD的符号特别地包含用于对字段PLD中的数据的解码的控制信息、以及待在 字段PLD中解码器的字节的数量。
[0108] 帧TRM的前置序列PRM使得接收器能够同步，换言之，待获取的指示，使得能够恢复 帧的结构以便能够识别报头HD的开端。
[0109]滤波装置MFL将至少在接收器的同步阶段期间使用，并且潜在地，如下文更详细地 描述，在证明存在噪声信号的情况下，可能在对帧TRM的剩余部分(报头和字段PLD)的解码 的阶段期间使用。
[0110]滤波装置MFL将从信道数字信号SNC的自回归模型，实时地确定预测滤波器的系 数，然后将通过数字有限脉冲响应滤波器，在时域中实时地对信道数字信号进行滤波，该数 字有限脉冲响应滤波器的系数是预测滤波器的系数。
[0111] 如本领域技术人员所公知，信号可以通过使用自回归滤波器卷积的白噪声来进行 建模。该模型的参数(预测滤波器的系数以及预测误差的方差)可以基于信号的自协方差， 通过求解Yule Walker方程式来进行估计：
[0112]
[0113]其中
是η阶自回归模型的预测滤波器的η个系数，并且是预测误差 的方差。符号*表示复共辄。
[0114]自协方差序列Rn+i = [r0 ri…rn]可以通过下式来进行估计：
[0115]
k = Oj Ij..., .,Ii
[0116] 其中y是输入信号的N个样本的序列。
[0117] 一般来说，N必须是足够大，以便包括信号的所有周期性内容，并且以便提供随机 的任何非周期性内容。
[0118]但是，在实践中，N可以等于符号的大小，可能是欠采样的，该符号的大小也与傅里 叶变换的大小相对应。
[0119] 存在用于求解Yule Walker方程的多种算法。可能被特别地提及的是:Levinson算 法，或者Durbin-Watson算法或者Burg算法，或者最小二乘法型的算法。
[0120] 出于此目的，