[0026]16、16’感测输入部
[0027]18、18，参考输入部
[0028]20、20，输出部
[0029]22同步整流器
[0030]23ADC 输入部[0031 ]24 微控制器
[0032]26方波输出部
[0033]28低通滤波器
[0034]30、30’晶体管
[0035]32、32’电阻器
[0036]34、34’晶体管
[0037]36耦合电容器
[0038]38、38’电阻器
[0039]40、40’电阻器
[0040]42混合器
[0041]42’多路转换器(开关)
[0042]43方波输出部
[0043]44低通滤波器
[0044]46放大器
[0045]48电阻器
[0046]50电阻器
[0047]52电容器
[0048]54电容器[0〇49]56反相放大器
[0050]58、58，电容器[0051 ]60、60’电阻器
[0052]62、62’匹配晶体管
[0053]64、64’电阻器
[0054]66、66’电阻器
【具体实施方式】
[0055]图1示出了根据本发明的优选实施例的感应呼吸传感器10的方框示意图。呼吸传感器10包括感应换能器12，所述感应换能器具有当感应换能器12被机械变形时改变的电感。例如，感应换能器12能够是具有可变回路区、线圈等的导体回路。感应换能器12被连接到互阻抗放大器14的感测输入部16。当呼吸传感器正在操作时，互阻抗放大器14将电流驱动到感测输入部16，使得感测输入部上的电压遵循被应用到互阻抗放大器14的参考输入部18的交流参考电压。从而在互阻抗放大器的输出部20上产生的交流电压指示流进感测输入部16的电流。交流输出电压通过同步整流器22被转换成直流电压。整流信号被输入到微控制器24的模拟信号输入部23，其被配置为将模拟信号转化成数字信号并且执行评估(例如，对呼吸速率、呼吸体积等的确定)。
[0056]微控制器24在其方波输出部26生成频率优选在10kHz与1MHz之间范围内的频率的方波。低通滤波器28将方波转换成正弦波，而在同时将幅度衰减为在10mV和100mV之间范围内的值。得到的正弦波电压被应用到互阻抗放大器的参考输入部，其与晶体管30的发射器相关联。晶体管30将在其基极与发射器之间的电压放大，并且生成指示所述电压差的收集器电流。晶体管30的收集器经由电阻器32被连接到电压源。因此，在晶体管30的收集器-发射器路径上消耗(drawn)的电流导致在收集器上的对应电压，其被应用到晶体管34的基极。晶体管34的发射器电压(S卩，感测输入部16上的电压)遵循在晶体管34的基极处的电压。向晶体管30的基极应用发射器电压，借此关闭由晶体管30和34组成的反馈回路。关于振幅和相位，反馈回路将晶体管34的发射器处的电压保持大体等于晶体管30的发射器电压。
[0057]经由耦合电容器36向感应换能器12应用在感测输入部16处的交流电压。电容器36的阻抗被选择基本上小于在操作频率处的感应换能器12的阻抗。利用感应换能器的约ΙμΗ的电感和1MHz的操作频率，例如，可以使用lyF的电容。
[0058]电阻器38设置晶体管34的DC偏置电流，并且被选择具有大于在操作频率处的感应换能器12的阻抗的阻抗。由于反馈回路，跨感应换能器12与耦合电容器36的串联连接的交流电压基本上等于在滤波器28的输出部处的交流电压。因此，通过感应换能器12的电感和在滤波器28的输出部上的AC电压基本上定义流进晶体管34的发射器的AC电流。基本上相同的AC电流流出晶体管34的收集器。在该应用中能够忽略归因于晶体管34的有限电流增益的误差。归因于电阻器40，AC电流导致在互阻抗放大器14的输出部20上的成比例的AC电压(测量电压)。
[0059]然后，利用同步整流器22，输出AC电压被转化成DC电压。混合器42将测量电压与在微控制器24的输出部43处提供的方波混合。该方波具有与在输出部26处提供的方波相同的频率，但是微控制器24被配置为修改方波之间的相位差。混合信号被供应到低通滤波器44，其去除高频分量并且传递得到的DC电压通过DC放大器46到微控制器24的ADC输入部23。与当使用上述分压器方法时所要求的放大器的增益相比较，放大器46的增益能够略小。
[0060]通过测量跨晶体管34的收集器的复电流的虚数部分，微控制器能够确定在感测输入部16与地面之间的复阻抗的电抗部分。这通过关于被应用到互阻抗放大器14的参考输入部的正弦波施加控制混合器42的方波的90°-相移来实现。类似地，通过测量跨晶体管34的收集器的复电流的实数部分，能够确定在感测输入部16与地面之间的复阻抗的电阻部分。在这种情况下，微控制器施加关于被应用到互阻抗放大器14的参考输入部的正弦波的控制混合器42的方波的0°-相移。通过组合电阻部分和电抗部分来获得在感测输入部16与地面之间的复阻抗。
[0061]在范例性配置中，选择参数如下:电阻器38为500 Ω，电阻器40为1000 Ω以及电阻器32为6000 Ω，晶体管30和34是2N3904类型，以及供电电压被选择为V+ = 3V。
[0062]晶体管34和30的反馈回路的优点在于，与省略晶体管30和电阻器32并且向晶体管34的基极应用AC参考电压的配置相比较，大大减少了互阻抗放大器的输入阻抗。在不具有反馈回路的情况下，当操作例如具有1.2mA的DC电流的晶体管34时，输入阻抗近似为27mV/
1.2mA = 22.5 Ω。该输入电阻将与0.628Ω的感应传感器的可变阻抗(假设电感变化为1 OOnH并且操作频率为1MHz)共同形成分压器，导致因子43的信号损失。在具有反馈回路的情况下，S卩，在图1的情形中，互阻抗放大器14的输入电阻被减少大约等于晶体管30的电流增益的因子，其针对类型2N3904晶体管通常为100。由此，提高的输入电阻仅仅总计为大约0.225Ω。
[0063]图2图示了图1的实施例的优选实施方案。具体地，图2图示了同步整流器22的范例性实施方案。通过多路转换器42’代替混合器42的混合功能，其在差分放大器46的反相输入部与非反相输入部之间交替地切换测量电压。低通滤波器44包括在每个分支中形成RC滤波器的电阻器48、50和电容器52、54。差分放大器46将低通滤波器的差放大，并且将产生的DC电压传递到ADC输入部23。
[0064]图3示出了感应呼吸传感器的另一优选实施例。图1中的电路被复制，并且以差分的方式测量被连接在互阻抗放大器14、14’的感测输入部16、16’之间的感应换能器12的阻抗。这具有基本上衰减经由感应换能器12或换能器缆线进入电路的共模噪声的优点。
[0065]第一互阻抗放大器14和第二互阻抗放大器14’是相同的配置。在图3中，由此，互阻抗放大器14的部件已经被给出与在互阻抗放大器14中的其相同副本相同的参考标记，后面有“角分”符号(‘)用于适当的区别。对于互阻抗放大器14和14’的配置的详细描述，由此，读者可以参考图1和相应解释。
[0066]在图3图示的实施例中，通过低通滤波器28输出的正弦波被供应具有与互阻抗放大器14和14’的参考输入部18和18’相反的极性。反相放大器56将由低通滤波器28输出的正弦波反转。正弦波的反相副本被耦合到具有电容器58和电阻器60的互阻抗放大器14的参考输入部18，而正弦波的非反相副本被耦合到具有电容器58’和电阻器60’的互阻抗放大器14’的参考输入部18’。电容器58和58’大体是相同的。对于电阻器60和60’同样如此。归因于反馈回路，在感测输入部16上的电压基本上等于低通滤波器28的反相输出，并且在感测输入部16’的电