应列的像素电路提供数据电压。显示面板100可以是液晶显示面板、有机发光显示面板、电 子纸显示面板等，而对应的显示装置可以是液晶显示器、有机发光显示器、电子纸显示器 等。
[0036]栅极驱动电路200用于产生扫描脉冲信号，并通过沿第一方向形成的各行扫描线 Gate[l]、……、Gate[n]，向相应的像素电路提供所需的控制信号，以完成对像素矩阵的逐 行扫描。
[0037]数据驱动电路300的信号输出端耦合到显示面板100中与其对应的数据线Data
[1 ]、......、Data[m]上，数据驱动电路300产生的数据电压信号Vdata通过数据线Data[ 1 ]...... Data [m ]传输到对应的像素单元内以实现图像灰度。
[0038]控制器400用于分别向栅极驱动电路200和数据驱动电路300提供控制时序，以控 制整个显示装置动作的时序。图示中控制器400与栅极驱动电路200及数据驱动电路300分 离，然而在其它实施例中，控制器400也可以分别集成到栅极驱动电路200和数据驱动电路 300 中。
[0039] 以下通过多个实施例详细描述本申请所涉及的像素电路。
[0040] 实施例一：
[0041 ]请参考图1，为本实施例公开的一种像素电路结构图，包括：串联在第一电平端Vdd 和第二电平端GND之间的驱动晶体管Tl和发光元件0LED，以及驱动控制晶体管(为便于结合 图示描述，也称其为第二晶体管)T2、数据写入晶体管(为便于结合图示描述，也称其为第三 晶体管)T3和存储电容C1。
[0042] 驱动晶体管Tl的第一极耦合至第一电平端VDD，驱动晶体管Tl的第二极耦合至发光 元件OLED的第一端(本文将二者连接之处称为第二节点B)，发光元件OLED的第二端耦合至 第二电平端GND。在一种实施例中，请参考图1，发光元件OLED的第一端为阳极，发光元件 OLED的第二端为阴极。
[0043] 驱动晶体管Tl的控制极耦合至第二晶体管T2的第二电极，第二晶体管T2的第一电 极耦合至第三晶体管T3的第二电极(本文将二者连接之处称为第一节点A)，第二晶体管T2 的控制极耦合至发光控制信号线，用于响应发光控制信号Vem。
[0044] 第三晶体管T3的第一电极耦合至数据信号线，第三晶体管T3的第二电极耦合至第 二晶体管T2的第一电极，第三晶体管T3的控制极耦合至扫描信号线，用于响应扫描信号 Vscan。在具体实施例中，数据信号线用于提供数据信号Vdata和参考电压Vref，在其它实施例 中，数据信号线还可以用于提供初始化电压。
[0045] 存储电容Cl耦合于第一节点A和第二节点B之间。
[0046] 本实施例中像素电路的驱动信号波形图如图2所示，该像素电路工作过程中一帧 时间T(一帧周期)可分为五个阶段:初始化阶段、阈值补偿阶段、数据写入阶段、迀移率补偿 阶段和发光阶段。
[0047] (1)初始化阶段
[0048] 在初始化阶段，发光控制信号Vem和扫描信号Vscan为高电平VH，第二晶体管T2和第 三晶体管T3分别响应发光控制信号Vem和扫描信号Vscan而导通，数据信号线提供的电压为参 考电压V REF，第一节点A和驱动晶体管Tl的控制极通过导通的晶体管T3和T2初始化到参考电 压VREF，与此同时，驱动晶体管Tl处于导通状态，第一电平端Vdd提供的电压为一初始化低电 平信号V DDL，第二节点B的电压通过驱动晶体管Tl放电至VDDL。从而，完成了对第一节点A和第 二节点B的电压初始化操作。
[0049] (2)在阈值补偿阶段
[0050]发光控制信号Vem和扫描信号Vscan保持为高电平Vh，数据信号线上的电压保持为参 考电压VREF，因此，第一节点A和驱动晶体管Tl的控制极的电压保持为VREF;第一电平端Vdd提 供的信号由低电平Vddl转变为高电平Vddh，因此，Vddh通过导通的驱动晶体管T1给第二节点B 充电直至驱动晶体管Tl截止，此时，第二节点B的电压升高到Vref-Vth，其中Vth为驱动晶体管 Tl的阈值电压，从而可以提取到驱动晶体管Tl的阈值电压Vth信息。也即是说，阈值补偿阶段 结束后，驱动晶体管Tl的阈值电压信息被存储在存储电容Cl两端。为了获得高对比度，此时 Vref-Vth可以小于发光兀件OLED的阈值电压。
[0051] (3)数据写入阶段
[0052]发光控制信号Vem为低电平Vl，第二晶体管T2在发光控制信号Vem控制下处于截止状 态，扫描信号Vscm为高电平VH，第三晶体管T3响应扫描信号Vscan的高电平而导通，并向节点A 传输数据信号线上提供的数据信号，此时数据信号线上提供的数据信号电压为数据电压 VDATA，该数据电压通过导通的第三晶体管T3刷新第一节点A的电压至VDATA，第二节点B的电压 在第一节点A的电压从V ref充电到Vdata的过程中，通过存储电容Cl和发光元件OLED的本征电 容Qmd的耦合作用被耦合到Vb 1 :
[0054]其中，Vb1为第二节点B的电压，Cl和Ccod分别是存储电容Cl和发光元件OLED的本征 电容的电容值。因此，此时第一节点A和第二节点B之间的电压差为
[0056] (4)迀移率补偿阶段
[0057]发光控制信号Vem为从低电平Vl转换为高电平VH，第二晶体管T2从截止状态转换为 导通状态，扫描信号VS?保持为高电平VH，第三晶体管T3处于导通状态，数据信号线上提供 的信号电压保持为数据电压Vdata，因此第一节点A的电压保持为V DATA，驱动晶体管Tl的控制 极的电压为Vdata，从而驱动晶体管T1导通，并开始对第二节点B充电，使B点的电压抬升△ Vb， A Vb可以表不为：
[0059]其中i(t)为驱动晶体管Tl导通过程中的电流。由于迀移率补偿的时间At比较短， 流过驱动晶体管Tl的电流可以看成为恒定的电流ΙμΛ该电流由数据写入阶段存储电容两 端的电压差决定，IcoDt3可以表示为：
[0061]其中，μΧοχ和W/L分别为驱动晶体管Tl的迀移率、单位面积栅氧化层电容和宽长 比。因此，AVb可以进一步表亦为：
[0063]其中Ioled*3为如公式(4)中所示，可以看出Ioled*3与驱动晶体管Tl的阈值电压无关， 与驱动晶体管Tl的迀移率有关，如果驱动晶体管Tl的迀移率大，则△ Vb增大，否则，△ Vb减 小。Cl两端(即第一节点A和第二节点B之间）形成了发光过程中的基准电压，该基准电压为
[0065]其中，AVb如公式(5)中所示，该基准电压会维持整个发光周期。
[0066] (5)发光阶段
[0067]发光控制信号Vem保持为高电平Vh，第二晶体管T2处于导通状态，扫描信号Vscan为 低电平VL，第三晶体管T3关断（即处于截止状态），使得第一节点A悬，迀移率补偿阶段形成 的基准电压驱动发光元件OLED开始发光，第二节点B的电压抬升至OLED发光时的电压Vcod。 此时，由于第二晶体管T2导通，驱动晶体管Tl的控制极的电压等于第一节点A的电压，由于 第一节点A是悬空的，因此，当B点的电压抬升时，A点的电压也有相应的抬升，从而使第一节 点A和第二节点B之间的电压差保持公式(6)中的基准电压不变，由于此时驱动晶体管Tl工 作在饱和区，因此流过OLED的电流可以表示为：
[0069] 由于AVb与驱动晶体管Tl的阈值电压无关，因此，从(7)中可以看出，最终流过发 光元件OLED的电流与驱动晶体管Tl的阈值电压以及OLED本身的阈值电压都无关，从而，本 实施例的像素电路可以很好地补偿驱动晶体管Tl和OLED的阈值电压的变化造成的不均匀 性。
[0070] 关于对迀移率的补偿，从公式(4)和(5)可以知道，当迀移率μ增大时，AVb增大，公 式(7)中的平方项减小，补偿了因迀移率增大造成的OLED电流变大;为了得到合理的迀移率 补偿时间，利用|(11_/(^| 2〈￡，￡为某一很小的量(如，0〈￡〈0.1)，通过解方程可以得到合适 的迀移率补偿时间，该迀移率补偿时间是利用发光控制信号线和扫描信号线来实现的，并 没有引入多余的控制信号线。
[0071] 通过以上分析可知，本实施例的优点是，电路结构相对简单，只采用三个晶体管和 一个存储电容，即可增加像素开口率，能够减小发光元件OLED的电流密度，以此为提高发光 元件OLED使用寿命提供可能;像素电路采用充电式的阈值提取方式，即源跟随器结构，对于 正负阈值都有补偿作用，所以这种方法对于采用耗尽型的晶体管也同样有效;此外该像素 电路还可以补偿驱动管的迀移率变化造成的不均匀。
[0072] 实施例二：
[0073]本实施例与上述实施例一不同之处在于，本实施例公开的像素电路中还包括第一 初始化晶体管(为便于结合图示描述，也称其为第四晶体管)Τ4,用以向第二节点B提供相应 的初始化电压，而实施例一中，第二节点B的初始化电压是通过第一电平端Vdd提供。请参考 图3,为本实施例公开的一种像素电路结构图。
[0074]第四晶体管Τ4的第二电极耦合至第二节点Β，第四晶体管Τ4的第一电极用于输入 初始化电压Vr，第四晶体管Τ4的控制极耦合至初始化扫描信号线，用于响应初始化扫描信 号Vint。在初始化阶段，第四晶体管T4响应初始化扫描信号Vint而导通，从而在初始化阶段， 第四晶体管T4的第一电极输入的初始化电位由Vr提供，第二节点B的电压通过第四晶体管 Τ4初始化到初始化低电压Vr。
[0075]本实施例中像素电路的驱动信号波形图如图4a和图4b所示，该像素电路工作过程 中一帧时间T(一帧周期)可分为五个阶段:初始化阶段、阈值补偿阶段、