和B2的电路损耗因此可以保持得很小。在实践中则在考虑到在图中 未出的、对于本领域技术人员已知的、在关闭开关元件和紧接着打开另一个开关元件之间 的迟滞时间的情况下完成开关元件的切换。在使用MOSFET开关元件时，迟滞时间通常为大 约100ns。由此避免可能导致开关元件损坏的电桥短路。
[0039] 通过两个电桥分支18、19的开关元件的相移的切换，输出电压Uab以通过初级电流 Ip的过零点预先给定的时间间隔形成正的和负的电压脉冲。正的电压脉冲在正的运行阶段 期间进行，在这个运行阶段中，开关元件Al和B2是打开的，并且开关元件A2和B2是关闭 的。在这个阶段中，谐振转换器29经由第一连接导线14和第二连接导线16与输入侧的整 流器12的输出端连接。正的运行阶段Sl后紧跟着第一空转阶段S2,在这个阶段中，第一开 关元件Al和第三开关元件Bl是打开的，并且第二开关元件A2和第四开关元件Bl是关闭 的。在第一空转阶段中，初级电流I p的振荡经由第一开关元件Al和第三开关元件Bl的续 流二极管得以保持，但是谐振转换器29不由输入侧的整流器12供应能量。然而与在正的 运行阶段Sl中一样，在第一空转阶段S2中也由谐振转换器29向焊接过程提供能量。
[0040] 第一空转阶段后面跟着负的运行阶段S3,在这个运行阶段内，第二开关元件A2和 第三开关元件Bl是打开的，而第一开关元件Al以及第四开关元件B2是关闭的。在这个状 态下，谐振转换器29同样也由输入侧的整流器12供给能量，然而其中，电桥电路17的输出 电压U ab是负值。
[0041] 负的运行阶段后面跟着第二空转阶段S4,在这个空转阶段内，第二开关元件A2和 第四开关元件B2是打开的，并且第一开关元件Al以及第三开关元件Bl是关闭的。在这个 阶段中，初级电流I p的振荡经由第二开关元件A2并且经由第四开关元件B2的续流二极管 得以保持，而不会将能量引入谐振转换器29。然而正如在负的运行阶段S3中那样，在第二 空转阶段S4中也由谐振转换器29向焊接过程提供能量。
[0042] 运行阶段的长度和空转阶段的长度的比例关系决定被引入谐振转换器29以及由 该谐振转换器提供给焊接过程的能量的量。如果仅应引入很少的能量，那么运行阶段必须 被保持得很短。因为谐振转换器29在其谐振频率之上运行，所以在第一控制模式中需要提 升谐振转换器电流的频率以便实现小的输出电流。这可能导致高的电路损耗。
[0043] 因此，为了提供小的焊接电流，焊接电源10根据本发明具有第二控制模式，在这 种控制模式下，开关元件A1、A2、B1和B2的开关频率相比第一控制模式的开关频率减少整 数的因数，特别是减少奇数的因数。在图3中示出了开关元件A1、A2、B1和B2在从第一控 制模式过渡到第二控制模式时的切换图。在这里，正如前面参照图2已经详尽阐述的那样， 开关元件首先还要在第一控制模式中经过正的运行阶段S1、第一空转阶段S2和负的运行 阶段S3。在负的运行阶段S3结束以后，完成到第二控制模式的过渡，其中，在所示实施例 中，开关元件A1、A2、B1和B2的开关频率在第二控制模式下减少了因数3。因此，在所示实 施例中，在负的运行阶段S3后面跟着第二空转阶段S4,这个第二空转阶段可以划分成三个 前后相继的区段。在第二空转阶段S4的第一区段期间，初级电流1 5在第二控制模式下为负 值。所述第一区段后面跟着第二空转阶段S4的具有正电流Ip的第二区段，并且在第二控 制模式下，在这个第二区段后面跟着第二空转阶段S4的具有负的初级电流I p的第三区段。 因此，第二空转阶段S4在第二控制模式中明显比在第一控制模式中更长。在第二控制模式 下，第二空转阶段S4后面也跟着正的运行阶段S1，它的长度由相位角α和φ预先给定。在 第二控制模式下，正的运行阶段Sl和负的运行阶段S3和在第一控制模式中一样长。
[0044] 在第二控制模式下，正的运行阶段Sl后面跟着持续时间延长了的第一空转阶段 S2。第一空转阶段S2在所示实施例中具有带正的初级电流Ip的第一区段、跟随在该第一区 段后的带负的电流I p的第二区段和跟随在该第二区段后的带正的电流Ip的第三区段。在 第二控制模式下，第二空转阶段S2后面也跟着负的运行阶段S3,这个运行阶段的持续时间 又由相位角α和φ预先给定。然后，在这个负的运行阶段S3后面又跟着第二空转阶段S4。
[0045] 因此，开关状态S1、S2、S3和S4的前后顺序也在第二控制模式中得以保持，然而第 二控制模式下的空转阶段S2和S4明显比第一控制模式下更长。结果导致，在第二控制模 式中，较少的能量被引入谐振转换器29中，因此能够以小的开关损耗提供明显较小的焊接 电流。
[0046] 如果在第二控制模式中通过相应地减少开关元件AU A2、Bl和B2的开关频率大 幅地延长空转阶段的持续时间，那么可能导致初级电流15的振荡在空转阶段停止。控制单 元21以如下方式对此做出反应，即，第一或第二空转阶段在可预先给定的持续时间之后通 过切换到紧跟其后的、可以由控制单元21预先给定的运行阶段而终止。由此实现不低于预 先给定的最小开关频率。
[0047] 在图4中借助开关元件A1、A2、B1和B2的切换图示出了从第二控制模式回到第一 控制模式的过渡。这种过渡在空转阶段结束后实现，在所示实施例中在第一空转阶段S2结 束后实现。于是开关频率又提升了因数3。
【主权项】
1. 一种用于借助串联/并联-谐振转换器、电桥电路和控制单元调节焊接电源的方法， 其中，所述电桥电路为所述串联/并联-谐振转换器供应能量，并且具有带有彼此串联地布 置的第一和第二开关元件的第一电桥分支以及与第一电桥分支并联连接的、带有彼此串联 地布置的第三和第四开关元件的第二电桥分支，并且这些开关元件由所述控制单元根据存 储在所述控制单元中的开关状态的前后顺序来控制，这些开关状态由正的运行阶段、第一 空转阶段、负的运行阶段和第二空转阶段确定，其中，运行阶段的开始由第一和第二开关元 件的切换预先给定，运行阶段的结束由第三和第四开关元件的相移的切换预先给定，并且 所述开关元件的开关频率在所述控制单元的第一控制模式中依赖于所述谐振转换器电流 的频率来选择，其特征在于，所述开关元件的开关频率在所述控制单元的第二控制模式中 相比所述第一控制模式的开关频率降低了整数的因数。2. 根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述控制单元依赖于所述焊接电源的输 出电流的能预先给定的额定值的大小来选择控制模式。3. 根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，当所述输出电流的额定值低于预先给 定的或能预先给定的极限值时，所述控制单元过渡到所述第二控制模式中。4. 根据权利要求1、2或3所述的方法，其特征在于，所述开关元件的开关频率在所述控 制单元的第二控制模式中减少了奇数的因数。5. 根据以上权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，所述开关元件的开关频率在 所述控制单元的第二控制模式中减少了因数3、5或7。6. 根据以上权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，所述控制单元在经历一段预 先给定的或能预先给定的最大的持续时间之后，通过过渡到根据预先给定的开关状态的前 后顺序地跟在所述空转阶段后面的运行阶段中来结束空转阶段。7. 根据以上权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，为所述控制单元预先给定了 所述开关元件的最小开关频率。8. 根据以上权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，在结束运行阶段之后完成从 所述第一控制模式到所述第二控制模式的过渡。9. 根据以上权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，在结束空转阶段之后完成从 所述第二控制模式到所述第一控制模式的过渡。
【专利摘要】本发明涉及一种用于调节焊接电源的方法，其中，电桥电路为谐振转换器供应能量，并且具有带有第一和第二开关元件的第一电桥分支以及带有第三和第四开关元件的第二电桥分支，并且开关元件由开关状态的前后顺序来控制，开关状态由正的运行阶段、第一空转阶段、负的运行阶段和第二空转阶段确定，其中，运行阶段的开始由第一和第二开关元件的切换预先给定，运行阶段的结束由第三和第四开关元件的切换预先给定，并且开关元件的开关频率在第一控制模式中依赖于谐振转换器电流的频率。为了不仅提供非常大的输出电流而且也提供非常小的输出电流，根据本发明建议：开关元件的开关频率在第二控制模式下相比第一控制模式的开关频率降低了整数的因数。
【IPC分类】B23K9/10
【公开号】CN104972203
【申请号】CN201510103187
【发明人】赫伯特·艾格纳
【申请人】洛尔希焊接技术有限公司
【公开日】2015年10月14日
【申请日】2015年3月9日
【公告号】DE102014104639A1, DE102014104639B4, EP2942142A2, EP2942142A3