专利名称：：并联式混合型有源电力滤波器误差补偿方法
技术领域：
：本发明涉及一种并联式混合型有源电力滤波器误差补偿方法，属于电力滤波器的误差补偿方法。它适用于用数字化控制器所产生的幅值误差补偿、数字化控制器所产生延时误差补偿、输出高频滤波器所产生的幅值衰减补偿、输出高频滤波器所产生的延时误差补偿、电流互感器检测的幅值误差补偿、电流互感器检测的延时误差补偿。
背景技术：
：随着电力系统中非线性负载(如整流设备、电弧炉、变频器等)应用的增加，谐波污染日益严重。电网结构越来越复杂，使得原有的传统无源电力滤波器的效果变差，甚至不能够投入运行，这就使电网的污染更加日益严重。而有源电力滤波器做为一种新型的电力滤波器，它不但可以同时对幅值及相位变化的多次谐波进行有效的滤除，它还可以对系统的无功功率进行实时补偿，且具有动态响应快、补偿效果好、受电网阻抗特性影响小等特点。无源电力滤波器存在滤波效果受电网阻抗影响，容易于系统发生谐振，体积大，电力电容器存在负电压效应，即电容器端电压下降时，电容器的补偿容量随之降低等缺点。然而虽然有源电力滤波器有比无源电力滤波器无与伦比的优点，但受其成本限值，目前在国内还没有被广泛的推广应用。而结合了有源电力滤波器和无源电力滤波器优点于一身的混合型有源电力滤波器正成为一种对电网谐波及无功抑制有效的装置而得到人们的重视，逐步成为行业的主流设备。混合型有源电力滤波器按照不同的分类又可以分为不同的类型，这里我们主要介绍一种并联式混合型有源电力滤波器，如图1所示。根据不同的应用选择不同的组合方案，无源电力滤波器滤除一部分谐波电流，同时补偿系统大部分无功功率，有源电力滤波器滤除无源电力滤波器所剩下的谐波电流及无功电流。这样就要求有源电力滤波器具有选择性的滤波而不是传统的有源电力滤波器统统补偿。有源电力滤波器的工作原理如下所述当系统需要补偿负载所产生的谐波电流时，有源电力滤波器首先检测出负载的基波电流/,,，然后用负载电流/,减去///得到系统的谐波电流/,力，将其反极性后得到补偿指令电流/('(/,'然后通过补偿装置产生一个补偿电流/,.(/(.跟踪《，的变化)注入到系统，因为/e与/u大小相等相位相反(理想情况)，所以二者相互抵消，使得系统电源电流zs中只含有基波电流~而不含谐波电流。补偿示意图，如图2所示。有源电力滤波器的谐波电流检测，现在广泛采用基于瞬时无功功率理论的瞬时有功、无功电流/,-々法，其原理如图4所示。输入为三相负载电流/',z,和三相电压中的一相电压&,，输出为补偿电流指令C4.C。其中Q、c以及q,、c-'为变换矩阵。<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>首先e。经锁相环PLL(Phase-LockedLoop)和正余弦发生器获得cc二=—4::_~力—与相电压基波分量同相位的正余弦信号。负载电流i。/6t经相应的变换矩阵变换得到瞬时有功电流G和瞬时无功电流^。w「。-=c.C32/AK」k低通滤波器(LPF)检出其中的直流分量^、；，经反变换得负载基波电流/。，/A/v，再与负载电流相减得到补偿谐波电流指令值《。C4。如果APF(有源电力滤波器)还需补偿负载无功电流，可将^支路的LPF断开，使补偿电流指令中同时包含负载的谐波和无功电流，最终达到无功补偿的目的。、]「f—v」l」上述方法的缺点如下在实际应用中会存在不同的延时误差和幅值误差，而算法本身并没有对这些影响进行补偿。这将直接决定有源电力滤波器的整体补偿精度，它是整个系统中重要的一个环节之一，在实际应用中如果不对这些影响进行及时有效的补偿，有源电力滤波器便不能够对系统的谐波及无功进行实时准确的补偿。传统的做法是提高系统的工作频率，采用高速、高精度的模数转换器件。提高系统的工作频率只能减少上述中的控制器延时，随着工作频率的提高，功率器件的损耗会随之增大，同时对控制器的计算能力也相应的提高了要求，但是提高工作频率也只能在一定的范围之内，并不是无限制的。一味的提高工作频率、使用高精度的元器件，只能使得有源电力滤波器的成本更高，损耗更大；其实质是治标不治本的方法，没有从源头加以消除。
发明内容本发明所要解决的技术问题是针对上述现有技术中所存在的缺点，而提供一种能够对系统各个环节中产后的幅值误差和延时误差进行有效补偿的并联式混合型有源电力滤波器误差补偿方法。本发明解决其技术问题所采用的技术方案本发明是在现有的并联式混合型有源电力滤波器的基础上改进而成的，其主要改进点是在进行两相同步旋转坐标到两相静止坐标的反变换过程中加入幅值补偿A^对系统的幅值误差进行补偿；在进行两相同步旋转坐标到两相静止坐标的反变换过程中在原有变换矩阵的角频率中加入A《,对系统的延时误差进行补偿；所述A^'=M'"++式中A^，为n次谐波系统的总幅值误差，为中间各环节误差相加A^"为控制系统的n次谐波采样幅值误差，通过采集固定输入读取相应的采集值，并计算出理论值与实际值之间的误差，通过多次采集取其平均值A^"为输出高频滤波器n次谐波幅值误差，通过计算机仿真模拟以及通过最终的实际补偿试验得到A4.,"为互感器的n次谐波幅值误差，利用互感器的幅频特性曲线得到；或者通过试验与霍尔电流传感器标定得到相应的误差值；式中A《为在时间Ar内n次谐波转过的角度Ai;为n次谐波系统的总延时，并且A7;+ArCT，其中Arc"为控制系统的n次谐波延时，为一个控制周期的时间；A乙为输出高频滤波器n次谐波的延时，通过计算机仿真模拟以及通过最终的实际补偿试验得到；A7^为互感器n次谐波的延时，利用互感器的相频特性曲线得到；或者通过试验与霍尔电流传感器标定得到相应的误差值；c^为n次谐波的角频率，并且气=".^,其中A为基波的角频率，即《1=2;^，其中/为基波频率；本发明的具体方法步骤如下(1)线电压^经过过零检测回i隔电网的实际频率y;，经软件"倍频后得到n次谐波的频率，并通过软件产生正、余弦函数对应角频率的瞬时值sin(,/)cos("^)，从而得到变换矩阵C,，；sin,/—cos腳J式中^v-Z2^A7;^式中ATc为控制系统的基波延时；(2)把系统三相负载电流/。^4经过变换矩阵Q以及c;，由三相静止"&坐标系变为同步旋转坐标系下，在同步旋转坐标系下M次谐波将变为直流分量，通过低通滤波器Z尸F后得到直流分量G、G;(3)该^、U直流分量，经过加入了n次谐波系统的总幅值误差修正因子，加入n次谐波系统的总延时修正因子AT;,的C-1求出两相静止"/坐标系下电流/。、<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>(4)通过已知的转换矩阵&3，将L、^转换到三相静止的"^坐标系中，得到最终没有幅值误差、没有延时误差的"次谐波电流^";(5)将所得的n次谐波电流反相，得到系统此刻所需补偿n次谐波指令电流值，利用相同的方法求出其它次谐波电流指令值，将上述所求得的谐波电流指令值相加；即得系统所需补偿的总谐波指令电流值。本发明的积极效果如是能够很好的克服系统各个环节所产生的幅值误差和延时误差所造成的影响，使系统的整体补偿精度提高一倍以上，使得补偿后的系统电流波形更加接近正弦波。图1为现有并联式混合型有源电力滤波器的结构示意图。图2、3为现有并联式混合型有源电力滤波器补偿示意图。图4为现有基于瞬时无功功率理论的瞬时有功、无功电流/,-、法计算原理图。图5为本发明改进后的瞬时无功功率理论的瞬时有功、无功电流^-々法计算原理图。图6为对负载为300KW的中频炉感应加热设备，在未加任何补__偿时的电流波形图。图7为图6情况下的电压畸变率(FET)图。图8为图6情况下的电流畸变率(FFT)图。图9为对上述中频炉感应加热设备，采用传统混合型有源电力滤波器(额定容量为150KVA，其中有源部分为IOOKVA，无源部分为50KVA)时，其电压、电流波形图。图10为图9情况下，相应的电压畸变率图。图11为图9情况下，相应的电流畸变率图。图12为对上述中频炉感应加热设备，采用本发明补偿方法后的电压、电流波形图。图13为图12情况下，相应的电压畸变率图。图14为图12情况下，相应的电流畸变率图。具体实施例方式实施例1:负载选用300kW的中频炉感应加热设备(由于负载实时波动较大，故用Fluke43B测量数据也有较大的波动)。按照上述
发明内容部分中的具体方法步骤去操作即可。采用本发明的方法补偿后，系统电压、电流波形如图12所示，相应的电压畸变率为3.4%如图13所示，电流畸变率为4.3%如图14所示。未加任何补偿时，系统的电流波形如图6所示，相应的电压畸变率为12.4%如图7所示，电流畸变率为26.6%如图8所示。采用传统混合型有源电力滤波器(额定容量为150kVA，基中有源部分100kVA，主要负责低次谐波电流，无源部分50kVA，主要负责系统高次谐波电流及无功电流的补偿，系统工作频率为lOKHz。负载电流检测用电流互感器精度为0.5级，其型号LMZJ-800/lA)时，传统的混合型有源电力滤波器采用传统的,p-々法补偿后，系统的电压、电流波形如图9所示，相应的电压畸变率为5.8%如图10所示，电流畸变率为9.3%如图11所示。从上面对比试验可以看出本发明能够将补偿效果由原来的电流畸变率9.3%降低到4.3%，其补偿精度提高一倍以上。权利要求1、并联式混合型有源电力滤波器误差补偿方法，其特征在于在进行两相同步旋转坐标到两相静止坐标的反变换过程中加入幅值补偿ΔAn对系统的幅值误差进行补偿；在进行两相同步旋转坐标到两相静止坐标的反变换过程中在原有变换矩阵的角频率中加入Δθn对系统的延时误差进行补偿；所述ΔAn＝ΔACn+ΔALn+ΔACTn式中ΔAn为n次谐波系统的总幅值误差，为中间各环节误差相加；ΔACn为控制系统的n次谐波采样幅值误差，通过采集固定输入读取相应的采集值，并计算出理论值与实际值之间的误差，通过多次采集取其平均值；ΔALn为输出高频滤波器n次谐波幅值误差，通过计算机仿真模拟以及通过最终的实际补偿试验得到；ΔACTn为互感器的n次谐波幅值误差，利用互感器的幅频特性曲线得到；或者通过试验与霍尔电流传感器标定得到相应的误差值；所述Δθn＝ΔTn·ωn式中Δθn为在时间ΔT内n次谐波转过的角度；ΔTn为n次谐波系统的总延时，并且ΔTn＝ΔTCn+ΔTLn+ΔTCTn，其中ΔTCn为控制系统的n次谐波延时，为一个控制周期的时间；ΔTLn为输出高频滤波器n次谐波的延时，通过计算机仿真模拟以及通过最终的实际补偿试验得到；ΔTCTn为互感器n次谐波的延时，利用互感器的相频特性曲线得到；或者通过试验与霍尔电流传感器标定得到相应的误差值；ωn为n次谐波的角频率，并且ωn＝n·ω1，其中ω1为基波的角频率，即ω1＝2πf1，其中f1为基波频率；本发明的具体方法步骤如下(1)线电压uab经过过零检测回路测得电网的实际频率f1，经软件n倍频后得到n次谐波的频率，并通过软件产生正、余弦函数对应角频率的瞬时值sin(nω1t)cos(nω1t)，从而得到变换矩阵Cn；<mathsid="math0001"num="0001"><math><![CDATA[<mrow><msub><mi>C</mi><mi>n</mi></msub><mo>=</mo><mfencedopen='['close=']'><mtable><mtr><mtd><mi>sin</mi><mi>n</mi><msub><mi>ω</mi><mn>1</mn></msub><mi>t</mi></mtd><mtd><mo>-</mo><mi>cos</mi><msub><mi>nω</mi><mn>1</mn></msub><mi>t</mi></mtd></mtr><mtr><mtd><mo>-</mo><mi>cos</mi><mi>n</mi><msub><mi>ω</mi><mn>1</mn></msub><mi>t</mi></mtd><mtd><mo>-</mo><mi>sin</mi><mi>n</mi><msub><mi>ω</mi><mn>1</mn></msub><mi>t</mi></mtd></mtr></mtable></mfenced></mrow>]]></math>id="icf0001"file="A2008100551620003C1.tif"wi="49"he="11"top="129"left="38"img-content="drawing"img-format="tif"orientation="portrait"inline="yes"/></maths>式中ω1t＝∑2πf1ΔTCl；式中ΔTCl为控制系统的基波延时；(2)把系统三相负载电流iaibic经过变换矩阵C32以及Cn，由三相静止abc坐标系变为同步旋转坐标系下，在同步旋转坐标系下n次谐波将变为直流分量，通过低通滤波器LPF后得到直流分量<overscore>ipn</overscore>、<overscore>iqn</overscore>；(3)该<overscore>ipn</overscore>、<overscore>iqn</overscore>直流分量，经过加入了n次谐波系统的总幅值误差修正因子ΔAn，加入n次谐波系统的总延时修正因子ΔTn的Cn-1求出两相静止αβ坐标系下电流iαn、iβn；<mathsid="math0002"num="0002"><math><![CDATA[<mrow><mfencedopen='['close=']'><mtable><mtr><mtd><msub><mi>i</mi><mi>αn</mi></msub></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>i</mi><mi>βn</mi></msub></mtd></mtr></mtable></mfenced><mo>=</mo><msubsup><mi>C</mi><mi>n</mi><mrow><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msubsup><mo>·</mo><msub><mi>ΔA</mi><mi>n</mi></msub><mo>·</mo><mfencedopen='['close=']'><mtable><mtr><mtd><mover><msub><mi>i</mi><mi>pn</mi></msub><mo>‾</mo></mover></mtd></mtr><mtr><mtd><mover><msub><mi>i</mi><mi>qn</mi></msub><mo>‾</mo></mover></mtd></mtr></mtable></mfenced></mrow>]]></math></maths>式中ΔAn＝ΔACn+ΔALn+ΔACTn<mathsid="math0003"num="0003"><math><![CDATA[<mrow><msubsup><mi>C</mi><mi>n</mi><mrow><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msubsup><mo>=</mo><mfencedopen='['close=']'><mtable><mtr><mtd><mi>sin</mi><mrow><mo>(</mo><mi>nωt</mi><mo>+</mo><msub><mi>ΔT</mi><mi>n</mi></msub><mi>nω</mi><mo>)</mo></mrow></mtd><mtd><mo>-</mo><mi>cos</mi><mrow><mo>(</mo><mi>nωt</mi><mo>+</mo><msub><mi>ΔT</mi><mi>n</mi></msub><mi>nω</mi><mo>)</mo></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><mo>-</mo><mi>cos</mi><mrow><mo>(</mo><mi>nωt</mi><mo>+</mo><msub><mi>ΔT</mi><mi>n</mi></msub><mi>nω</mi><mo>)</mo></mrow></mtd><mtd><mo>-</mo><mi>sin</mi><mrow><mo>(</mo><mi>nωt</mi><mo>+</mo><msub><mi>ΔT</mi><mi>n</mi></msub><mi>nω</mi><mo>)</mo></mrow></mtd></mtr></mtable></mfenced></mrow>]]></math></maths>(4)通过已知的转换矩阵C23，将iαn、iβn转换到三相静止的abc坐标系中，得到最终没有幅值误差、没有延时误差的n次谐波电流iabcn；<mathsid="math0004"num="0004"><math><![CDATA[<mrow><mfencedopen='['close=']'><mtable><mtr><mtd><msub><mi>i</mi><mi>an</mi></msub></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>i</mi><mi>bn</mi></msub></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>i</mi><mi>cn</mi></msub></mtd></mtr></mtable></mfenced><mo>=</mo><msub><mi>C</mi><mn>23</mn></msub><mo>·</mo><mfencedopen='['close=']'><mtable><mtr><mtd><msub><mi>i</mi><mi>αn</mi></msub></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>i</mi><mi>βn</mi></msub></mtd></mtr></mtable></mfenced><mo>;</mo></mrow>]]></math></maths>(5)将所得的n次谐波电流反相，得到系统此刻所需补偿n次谐波指令电流值，利用相同的方法求出其它次谐波电流指令值，将上述所求得的谐波电流指令值相加；即得系统所需补偿的总谐波指令电流值。全文摘要本发明涉及一种并联式混合型有源电力滤波器误差补偿方法，本发明是在现有的并联式混合型有源电力滤波器的基础上改进而成的，其主要改进点是在进行两相同步旋转坐标到两相静止坐标的反变换过程中加入幅值补偿ΔA对系统的幅值误差进行补偿；在进行两相同步旋转坐标到两相静止坐标的反变换过程中在原有变换矩阵的角频率中加入Δθ<sub>n</sub>对系统的延时误差进行补偿。本发明的积极效果是能够很好的克服系统各个环节所产生的幅值误差和延时误差所造成的影响，使系统的整体补偿精度提高一倍以上，使得补偿后的系统电流波形更加接近正弦波。文档编号G01R15/18GK101355252SQ20081005516公开日2009年1月28日申请日期2008年5月28日优先权日2008年5月28日发明者任晓鹏,张喜军,景崇友,焦翠坪,缑录海申请人:保定天威集团有限公司