相位差式旋转变压器的制作方法

专利名称：相位差式旋转变压器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种相位差式旋转变压器，该相位差式旋转变压器具有励磁线圈，其 被输入励磁信号；检测线圈，其输出检测信号；以及控制单元，其根据上述励磁信号与上述 检测信号的相位差来算出角度位移。
背景技术：
以往，在混合动力汽车、电动汽车中使用高输出的无刷电动机。为了控制混合动力 汽车的无刷电动机，需要准确地掌握电动机的输出轴的转动位置。这是因为要控制对定子 各线圈的通电切换，需要准确地掌握转子的转动位置。特别是，在汽车中，齿槽转矩妨碍驾 驶性能，从而期望减少齿槽转矩，因此强烈期望准确地进行通电切换。为了满足耐高温、耐噪声、耐振动、耐高湿等性能，使用旋转变压器来检测汽车的 电动机轴的位置。将旋转变压器组装在电动机的内部，直接安装在电动机的转子轴上。例如，在专利文献1的旋转变压器中，以正弦波和余弦波对高频进行调幅，将调幅 后的高频作为励磁信号而输入到励磁线圈。由此，起到能够减少励磁线圈匝数的效果。在 此，正弦波、余弦波以及高频使用模拟波。并且，控制装置根据输入到励磁线圈的励磁信号的零交叉点与来自探察线圈的检 测信号的零交叉点的相位差来算出角度位移。专利文献1 日本专利第3047231号公报

发明内容
发明要解决的问题然而，以往的相位差式旋转变压器存在以下的问题。S卩，以往的相位差式旋转变压器具有被输入励磁信号的励磁线圈和输出检测信号 的检测线圈，根据上述励磁线圈的励磁信号零交叉点与上述检测线圈的检测信号零交叉点 的相位差来算出角度位移，因此仅能够以励磁信号周期来检测角度位移，存在无法适应于 需要更高分辨率的情况的问题。例如，假设使用7.2kHz的励磁信号的情况。在这种情况下，在电动机转速是 3000rpm时，角速度为18000度/秒钟，使用7. 2kHz的励磁信号能够检测的最小角度仅是 18000 度 /7200 = 2. 5 度。因此，本发明是为了解决上述问题点而完成的，其目的在于提供一种也能够应对 高分辨率的角度位移的相位差式旋转变压器。用于解决问题的方案为了解决上述问题点而完成的本发明所涉及的相位差式旋转变压器具有以下结 构。(1) 一种相位差式旋转变压器，具有励磁线圈，其被输入励磁信号；检测线圈， 其输出检测信号；以及控制单元，其根据上述励磁线圈的励磁信号零交叉点与上述检测线圈的检测信号零交叉点的相位差来算出角度位移，该相位差式旋转变压器的特征在于，控 制单元进行以下处理基于根据检测信号零交叉点X处的上述相位差M00而算出的角度 θ ω、根据前一个检测信号零交叉点X-I处的上述相位差M0h)而算出的角度θ μ)来求出 角度θ (χ)处的速度V00 ；根据速度V00来算出下一个检测信号零交叉点Χ+1处的估计角度 θ，(χ+1)；以规定的最小检测角度θ LSB分割估计角度θ，(χ+1)与角度θ (χ)的差；以及在角度 θ ω之后到估计角度θ，(χ+1)之前的范围内，输出基于最小检测角度θ LSB的实时信号。(2)在⑴所记载的相位差式旋转变压器中，其特征在于，上述控制单元在每次经 过规定时间T0u= θ LSB/v(x)时输出上述实时信号。(3)在(2)所记载的相位差式旋转变压器中，其特征在于，上述实时信号是对上述 角度θ ω加上或者减去上述最小检测角度θμ而得到的角度。(4)在⑴所记载的相位差式旋转变压器中，其特征在于，上述控制单元在每次经 过任意决定的时间时算出上述估计角度，将该估计角度作为上述实时信号而输出。(5)在(1)至(4)所记载的相位差式旋转变压器的任一个中，其特征在于，上述控 制单元在求取上述速度V00时，求出之前的多个零交叉点处的速度，将这些速度的平均值设 为上述速度V 。(6)在(5)所记载的相位差式旋转变压器中，其特征在于，上述之前的多个零交叉 点的数量为四个或者八个。(7)在⑴至(6)所记载的相位差式旋转变压器的任一个中，其特征在于，在上述 估计角度θ，(χ+1)与根据上述励磁信号零交叉点Χ+1处的相位差Μ(χ+1)而算出的角度θ (χ+1) 存在误差的情况下，上述控制单元在计算下一个上述励磁信号零交叉点Χ+1处的速度V(x+1) 时，根据上述误差来校正速度。(8)在(1)至(3)、(5)、(6)所记载的相位差式旋转变压器的任一个中，其特征在 于，进行上述最小检测角度θ LSB的加减运算的间隔是上述控制单元的基本时钟的整数倍。(9)在(8)所记载的相位差式旋转变压器中，其特征在于，上述控制单元将加上上 述最小检测角度θ LSB的间隔延长上述基本时钟的一个周期的动作进行与上述误差除以上 述基本时钟而得到的值相应的次数。(10)在⑶或者(9)所记载的相位差式旋转变压器中，其特征在于，上述控制单元 输出多个脉冲列以输出上述规定时间Τ0υ 。(11)在(1)至(10)所记载的相位差式旋转变压器的任一个中，其特征在于，在上 述估计角度θ ’(χ+1)与根据上述励磁信号零交叉点X处的相位差M00而算出的角度Θ (χ)的 差在规定值以下的情况下，上述控制单元不算出当前角度。(12) 一种相位差式旋转变压器，具有励磁线圈，其被输入励磁信号；检测线圈， 其输出检测信号；以及控制单元，其根据上述励磁信号与上述检测信号的相位差来算出角 度位移，该相位差式旋转变压器的特征在于，控制单元根据时间T处的上述励磁信号的值 算出励磁信号角度θ Α，根据时间T处的上述检测信号的值算出检测信号角度θ B，根据上 述励磁信号角度θA与上述检测信号角度θB的差来估计当前角度。(13)在(12)所记载的相位差式旋转变压器中，其特征在于，上述控制单元在计算 上述检测信号角度θ B时，以规定数来分割正弦波的一个周期，根据经过时间来校正分割而得到的点之间的值。发明的效果接着，说明具有上述结构的本发明的相位差式旋转变压器的作用以及效果。(1) 一种相位差式旋转变压器，具有励磁线圈，其被输入励磁信号；检测线圈， 其输出检测信号；以及控制单元，其根据上述励磁线圈的励磁信号零交叉点与上述检测线 圈的检测信号零交叉点的相位差来算出角度位移，该相位差式旋转变压器的特征在于，控 制单元进行以下处理基于根据检测信号零交叉点X处的上述相位差M00而算出的角度 θ ω、根据前一个检测信号零交叉点X-I处的上述相位差M0h)而算出的角度θ μ)来求出 角度θ (χ)处的速度V00 ；根据速度V00来算出下一个检测信号零交叉点Χ+1处的估计角度 θ，(χ+1)；以规定的最小检测角度θ LSB分割估计角度θ，(χ+1)与角度θ (χ)的差；以及在角度 θ ω之后到估计角度θ ’_之前的范围内，输出基于最小检测角度θ，的实时信号，因此 根据作为前一个角度变化率的速度，能够在每次经过较短时间时输出到下一个零交叉点之 前的角度位移，因此在需要较高分辨率的情况下也能够实时地应对。在本发明中，例如如果使用最小检测角度θ LSB = 0. 0879度，则与仅利用零交叉点 的情况下的分辨率2. 5度(在电动机转速为3000rpm时)相比，能够得到2. 5/0. 0879 =大 约28倍的分辨率。(2)在(1)所记载的相位差式旋转变压器中，其特征在于，上述控制单元在每次经 过规定时间T0ui = θ LSB/v(x)时输出上述实时信号，因此在每次角度变化了最小检测角度 θ LSB时输出实时信号，从而能够实时地检测角度变化。(3)在(2)所记载的相位差式旋转变压器中，其特征在于，上述实时信号是对上述 角度θ ω加上或者减去上述最小检测角度θ m而得到的角度，因此能够在每次变化了最 小检测角度θ m时检测此时的估计角度。在此，在电动机正转时进行加法运算，在电动机 反转时进行减法运算。(4)在(1)所记载的相位差式旋转变压器中，其特征在于，上述控制单元在每次经 过任意决定的时间时算出上述估计角度，将该估计角度作为上述实时信号而输出，因此能 够总是以固定时间间隔来检测最新的角度。(5)在⑴至(4)所记载的相位差式旋转变压器的任一个中，其特征在于，上述控 制单元在求取上述速度V00时，求出之前的多个零交叉点处的速度，将这些速度的平均值设 为上述速度V00，因此在速度变化较大时，能够提高实时输出的估计角度的精确度。(6)在(5)所记载的相位差式旋转变压器中，其特征在于，上述之前的多个零交叉 点的数量是四个或者八个，因此容易以位进行计算，能够使程序简单。在此，当将之前的多 个零交叉点的数量设为十个以上时，在使用于电动机的转动角度检测时担心以下这样的问 题。S卩，这是因为在电动机以IOOOOrpm以上的转速转动时，在急速减速的情况下，当 将之前的多个零交叉点的数量设为十个以上时，担心误差超过1 θ m，从而无法高精度地估 计急速变化的速度V00的估计值。(7)在⑴至(6)所记载的相位差式旋转变压器的任一个中，其特征在于，在上述 估计角度θ，(χ+1)与根据上述励磁信号零交叉点Χ+1处的相位差Μ(χ+1)而算出的角度θ (χ+1) 之间存在误差的情况下，在计算下一个上述励磁信号零交叉点Χ+1处的速度V(x+1)时，上述控制单元根据上述误差来校正速度，因此即使在角度变化率突然变化的情况下，也能够迅 速地对下一个角度位移预测进行校正。(8)在(1)至(3)、(5)、(6)所记载的相位差式旋转变压器的任一个中，其特征在 于，进行上述最小检测角度θ LSB的加减运算的间隔是上述控制单元的基本时钟的整数倍， 因此规定时间Tm除以基本时钟时得到的余数的累积成为误差，因此能够容易地算出误差。(9)在(8)所记载的相位差式旋转变压器中，其特征在于，上述控制单元将加上上 述最小检测角度θ LSB的间隔延长上述基本时钟的一个周期的动作进行与上述误差除以上 述基本时钟而得到的值相应的次数，因此在修正所产生的误差时，不是急剧地修正，而是能 够在花时间确保平衡的同时修正误差。(10)在⑶或者(9)所记载的相位差式旋转变压器中，其特征在于，上述控制单元 输出多个脉冲列以输出上述规定时间T0ui，因此能够容易地输出相位差式旋转变压器的输
出O(11)在(1)至(10)所记载的相位差式旋转变压器的任一个中，其特征在于，在上 述估计角度θ ’(x+1)与根据上述励磁信号零交叉点X处的相位差M00而算出的角度Θ (χ)的 差在规定值以下的情况下，上述控制单元不算出当前角度，因此即使在低速转动时也不会 错误判断为反转。(12) 一种相位差式旋转变压器，具有励磁线圈，其被输入励磁信号；检测线圈， 其输出检测信号；以及控制单元，其根据上述励磁线圈的励磁信号零交叉点和上述检测线 圈的检测信号零交叉点的相位差来算出角度位移，该相位差式旋转变压器的特征在于，控 制单元根据时间T处的励磁信号的值算出励磁信号角度θ Α，根据时间T处的检测信号的值 算出检测信号角度θ B，根据励磁信号角度θ A与检测信号角度θ B的差来估计当前角度， 因此不限定于零交叉点，能够在任意的时间估计角度位移。(13)在(12)所记载的相位差式旋转变压器中，其特征在于，上述控制单元在计算 上述检测信号角度θ B时，以规定数来分割正弦波的一个周期，根据经过时间来校正分割 而得到的点之间的值，因此能够通过简单的计算来算出角度位移。


图1是表示相位差式旋转变压器的结构的框图。图2是表示估计角度的算出方法的算法的图。图3是表示相位差式旋转变压器中的信号的图。图4是表示在零交叉检测定时之间估计角度的方法的第一说明图。图5是表示在零交叉检测定时之间估计角度的方法的第二说明图。图6是表示从图3起经过时间而图3中的估计零交叉点成为实际测量值零交叉点 X的状态的图。图7是表示修正误差β的具体方法的图。图8是表示修正误差β的实施例的图。图9是表示修正误差β的其它实施例的图。图10是表示用于输出实时信号S的脉冲信号的图。
图11是表示用于输出实时信号S的其它脉冲信号的图。图12是不进行角度估计的情况的说明图。图13是表示励磁信号中的正弦波和检测信号的图。图14是表示第一校正方法的图。图15是表示第二校正方法的图。图16是表示第三实施例的速度算出方法的图。附图标记说明11 正弦波产生电路；12 余弦波产生电路；13、14 比较器；16 角度算出器；17、 18 输出端口 ；21 第一励磁线圈；22 第二励磁线圈；23 检测线圈；24、25 旋转式变压器 线圈；X 零交叉点；M 相位差；P 角度位移信号；S 实时信号；θ 角度；θ，估计角度； θ LSB 最小检测角度；β 误差。
具体实施例方式下面，根据附图来详细说明将本发明的相位差式旋转变压器具体化的第一实施方 式。如图1所示，相位差式旋转变压器大致分为传感器部2以及控制部1。产生作为第一励磁信号的7. 2kHz正弦波Rl (Asin cot)的正弦波产生电路11与旋 转变压器定子的第一励磁线圈21相连接。另外，产生作为第二励磁信号的7. 2kHz余弦波 R2 (Acoswt)的余弦波产生电路12与旋转变压器定子的第二励磁线圈22相连接。正弦波与余弦波的振幅相同，相位差90度。在检测线圈23中，作为感应电流而产生作为输出信号K的ABsin (ω t+θ)。输出 信号K通过旋转式变压器线圈24、25被输入到设置于定子侧的比较器14。另一方面，从正 弦波产生电路11向比较器13输入正弦波(Asincot)。比较器13、14的输出被输入到角度 算出器16。另外，基本时钟产生器15的输出被输入到角度算出器16。接着，说明具有上述结构的旋转变压器的作用。图3示出旋转变压器中的信号的 波形。横轴是时间轴，纵轴是振幅。第一励磁线圈21被正弦波Rl(Asincot)励磁，第二励磁线圈22被余弦波R2 励磁，由此在旋转变压器转子的检测线圈23中，作为感应电流而产生作为输出信号K的 ABsin (ω t+θ)。图3的上部示出正弦波Rl与输出信号K的关系。通过旋转式变压器线圈24、25将输出信号K输入到设置于定子侧的比较器14。另一方面，从正弦波产生电路11向比较器13输入正弦波Rl (Asin ω t)。角度算出 器16根据比较器13所检测到的作为励磁信号的正弦波Rl (Asin ω t)的零交叉检测定时和 比较器14所检测到的作为输出信号K的ABsin(on+ θ )的零交叉检测定时的偏离(相位 差Μ)来算出电动机转子的转动角度。在图3中以Sr示出比较器13所检测到的正弦波Rl 的零交叉检测定时。在图3中以Ss示出比较器14所检测到的输出信号K的零交叉检测定 时。正弦波Rl的零交叉检测定时与输出信号K的零交叉检测定时的偏离为相位差Μ。艮口， 相位差M的单位是时间。角度算出器16根据相位差M来算出角度位移。然后，将所算出的角度位移信号P 向输出端口 17输出。向输出端口 17输出角度位移信号P的定时与输出信号K的零交叉点 大致同时。S卩，角度算出器16大致瞬间算出角度，输出角度位移信号P。
在图中，X表示检测信号K的零交叉点。X-I表示X的前一个检测信号零交叉点， X-2表示X的前两个检测信号零交叉点，X+1表示X的后一个检测信号零交叉点。其中，检 测信号零交叉点X依次变更。即，在检测信号K的后一个零交叉点的瞬间，前面的检测信号 零交叉点X+1变更为当前的检测信号零交叉点X。相位差M00表示检测信号零交叉点X处的相位差，角度Θ (χ)表示检测信号零交叉 点X处的角度。仅以与作为励磁信号的正弦波Rl大致相同的周期输出角度位移信号P，因此仅利 用角度位移信号P时角度位移的分辨率低。在本实施例中，使用7. 2kHz的励磁信号。例如， 在电动机转速为3000rpm时，角速度为18000度/秒钟，利用7. 2kHz能够检测的最小角度 仅为 18000 度 /7200 = 2. 5 度。在本实施方式中，角度算出器16在零交叉检测定时之间估计角度位移角，将所估 计的角度位移作为实时信号S向输出端口 18输出。下面，说明实时信号S。图2示出用于 算出实时信号S的算法。首先，根据前一角度、相位差来算出速度V00 (Si)。V⑴=(θ ⑴-θ (η)) / (Tr+Moo-M(H))在此，Tr是励磁信号的周期(时间)。接着，算出用于进行分辨率角度即最小检测角度θ m加减运算的时间T’ 0LX(S2)。 在此，Tm是到达分辨率角度即最小检测角度θ LSB的计算上的时间，Tm = θ m/V(x)，加法 计数值KNx是到达角度检测周期Tr+Moo-Mm)而输出与最小检测角度θ LSB相应的角度变 化的次数，KNx = (Tr+M(x)-M^1))/T 0LX( = ( θ (χ)- θ 妇))/ θ LSB)，并且校正后计数值 K，Nx 是 对加法计数值加上后面的校正而得到的计数值，设为ΚΝ’χ = ΚΝχ+α (α为校正次数)。此 时，成为 T，0LX= (Tr+Moo-Mo^VKN，χ。接着，每次经过Τ’ 0υ 时，对最小检测角度θ m进行加减运算，估计当前估计角度 θ ， (S3)。接着，在检测实际角度θ (χ)时，在所算出的实际角度θ (χ+1)与估计角度θ，(χ)的 值中不存在误差β的情况下(34:“是”)，将α =0输入到S2(S5)。另外，在存在误差β 的情况下(S4 “否”)，将 α = ( θ (χ+1)- θ，(χ))/θ LSB 输入到 S2(S6)。在此，θ (χ+1)是与用 θ，(χ)估计的角度对应的实际角度。接着，说明使用图2的算法的具体算出方法。图4以及图5示出在检测信号零交叉检测定时之间估计角度的方法。并且，横轴 是时间轴，纵轴表示角度。在图4中，角度θ ft)表示在检测信号零交叉点X处实际测量而算出的角度。角度 θ O^表示在检测信号零交叉点X的前一个检测信号零交叉点X-I处实际测量而算出的角 度。角度θ ’ (χ+1)表示检测信号零交叉点X的后一个检测信号零交叉点Χ+1处的估计角度。 附加有划线的附图标记表示估计值。另外，Tr是励磁信号的周期(时间)。相位差M00是检测信号零交叉点X处的励 磁信号Rl与检测信号K的定时的偏差(时间)。相位差M0h)是检测信号零交叉点X-I处 的励磁信号Rl与检测信号K的定时的偏差(时间)。估计相位差Μ，(χ+1)表示检测信号零 交叉点Χ+1处的估计相位差。
通过用角度位移θ (χ)- θ (η)除以时间Tr+Moo-Mo^)来求出检测信号零交叉点X处 的角速度V00。并且，假设从检测信号零交叉点X到后一个检测信号零交叉点X+1的区间内 以勻速角速度V00进行变化。即，假设为估计速度V’ (X+1) = voo°接着，决定最小检测角度0LSB。在本实施例中，设为12位的精确度。由此，360 度除以2的12次方即4096而得到的数0. 0879度成为最小检测角度θ LSB0从角度θ (χ)起转动最小检测角度θ哪所需的时间TmST0u= θ哪/V(x)。由于 假设为估计速度v’(x+1)为勻速，因此如图5所示，通过每次经过时间TmW对角度θ⑴加 上(减去)最小检测角度θ m，能够算出当前的估计角度θ ’。在本实施例中，在从检测信号零交叉点X到检测信号零交叉点Χ+1的期间ATc 中，每次经过时间T0ui时，角度算出器16算出对角度θ ω加上(减去)最小检测角度θ m 而得到的角度作为当前的估计角度θ ’，作为实时信号S输出到输出端口 18。S卩，在估计为 角度变化了最小检测角度θ m的定时输出实时信号S。在图5示出的时刻中，将估计角度θ，输出为θ (χ)+2 θ哪。根据本实施例的最小检测角度θ LSB = 0. 0879度，与仅利用零交叉点的情况下的 分辨率2. 5度(电动机转速为3000rpm时)相比，能够得到2. 5/0. 0879 =大约28倍的分 辨率。在本实施例中，在估计为角度变化了最小检测角度θ LSB的定时、即每次经过规 定时间T0u= Θ m/v 00时，将加上上述最小检测角度Θμ所得到的角度作为估计角度，作 为实时信号S而输出，因此，在接收检测信号一侧，在每次估计为变化了最小检测角度θ LSB 时，能够接收当前的估计角度。在此，在估计为变化了最小检测角度θ m时，也可以输出简单的定时信号作为实 时信号S。在这种情况下，在接收到实时信号S —侧对输出次数进行计数，由此能够获知估 计角度。另外，作为估计为角度变化了最小检测角度θM的方法，在本实施例中使用规定 时间T0u = θ m/V00，但是也可以使用更复杂的计算方法来提高精确度。接着，说明估计角度θ，(χ+1)与实际测量值之间产生误差的情况。图6示出从图4起经过规定时间而图4中的估计检测信号零交叉点Χ+1成为实际 测量值检测信号零交叉点X的状态。在图6中，以前一个检测信号零交叉点X-I表示图4 的检测信号零交叉点X。另外，将后一个估计角度θ，(χ+1)表示为估计角度θ ’ ω。图6示 出在检测信号零交叉点X处实际测量得到的角度θ (χ)与估计角度θ，(χ)之间存在误差β 的情况。在图6示出的时间T00的时刻确认出误差β。如果此时立即或者在短时间内在旋 转变压器侧修正误差β，则在电动机的控制装置侧有可能判断为电动机已停止或者判断为 电动机反转。实际上，虽然产生了误差β，但还是进行通常的转动，当判断为反转等时，会产 生输出错误信息的问题。在本实施例中，为了解决这种问题，采用逐渐修正误差β的方法。即，在保持估计 角度θ，(X)不变的状态下，根据实际测量值θ (χ)算出角速度V00作为接下来的估计角速度 V，(χ+1)，设估计角速度 V，(χ+1) =Νωο接着，说明降低误差的方法。图7示出降低误差的具体方法。具体地说，通过修正用最小检测角度θ m进行加减运算的定时来降低误差。作为实际动作，对最小检测角度θ m进行加减运算的定时为基本时钟周期(本实 施例中，基本时钟的频率为30MHz，周期为33ns)的整数倍周期tm，因此时间Tm除以基 本时钟周期得到的余数的累积成为误差。因而，通过将对最小检测角度θμ进行加减运算 的间隔延长基本时钟的一个周期设为t0u+lCLK(33ns)，进行与误差除以基本时钟周期得 到的数相当的次数，能够降低误差。另外，通过均衡且均勻地分配延长对最小检测角度θ LSB 进行加减运算的间隔的位置定时，能够使检测信号的输出速度接近理想速度。在图7中，用 实线示出的Al表示包含误差的实时信号，用虚线示出的A2表示理想的实时信号。例如，假设在期间ATc = 102的条件下以五个阶段的加减运算定时来进行控制的 情况。102/5 = 20，余数2，因此如图8所示，在五个阶段当中，在三个阶段中10 u = 20CLK, 在两个阶段中t0LX+lCLK = 21CLK。此时，在tm的三个阶段之间分配tm+lCLK的两个阶 段，因此能够使所有角度位移平衡均勻。图9示出降低误差的其它实施例。具体地说，与图8同样地，通过修正对最小检测 角度θμ进行加减运算的定时来降低误差。在图9的方法中，例如，设为在T0h)至T00期间角度变化10 θ LSBO在本实施例中， 设为最小检测角度θ LSB = 360度/4096 = 0. 0879度，因此，在检测信号零交叉点X到估计 检测信号零交叉点X+1的期间△ Tc中，在每次经过时间T时，角度算出器16算出对角度 θ (χ)加上(减去)最小检测角度θ μ而得到的角度作为当前的估计角度θ ’，作为实时信 号S输出到输出端口 18。在本实施例中，角度输出的精确度为12位，将励磁信号的一个周期(360度)设为 212 = 4096个单位时间(相对于基本时钟频率30MHz (周期33ns)，励磁信号频率为7324Hz)。 因此，一个单位时间(基本时钟=33ns)相当于1 θ LSB(0. 0879度)。在此，考虑从T0h)至 τ(χ)角度变化了 +10 θ LSB的情况(例如，M0h) = 40基本时钟，M00 = 50基本时钟)。Tr = 4096 个单位时间，因此估计为 ATc(T0h)-T00) = Δ TB (T00-T(η)) = Tr+Moo-Mo^) =4106。 因此，在4106个基本时钟期间需要输出十次角度变化了 1Θ，的信号。但是，4106/10 = 410. 6，能够估计为每410. 6个基本时钟变化1 θ μ，但是它不是基本时钟周期的整倍数，因 此无法进行这种控制。在此，舍去0. 6，当设为每410个基本时钟角度变化+1 θ m时，在4100 个基本时钟的时刻，输出角度变化了 10 θ m这种实时信号，由此产生误差。在本实施例中， 示出降低产生上述误差的方法。将角度变化了最小检测角度θ LSB的估计时间t0ua)设为舍去4106/10 = 410. 6 的小数点之后的数值而得到的值即410。在本实施例中，作为基本时钟，使用频率30MHz、 周期33ns，因此成为“ χω = 410X33ns。接着，将角度变化了 2 θ LSB的估计时间t0m2)设 为舍去(4106-410)/9 = 410.6的小数点之后的数值而得到的值即410\33118。接着，将 角度变化了 3 θ LSB的估计时间teLX(3)设为舍去(4106-410X2)/8 = 410. 7的小数点之后 的数值而得到的值即410X33ns。接着，将角度变化了 4 θ LSB的估计时间t0u(4)设为舍去 (4106-410X 3)/7 = 410. 8的小数点之后的数值而得到的值即410X 33ns。接着，将角度变 化了 5 θ LSB的估计时间teLX(5)设为舍去(4106-410X4)/6 = 411的小数点之后的数值而得 到的值即411 X 33ns。这样，依次进行计算，通过舍去小数点之后的数值，能够降低误差，因此能够极其简单地降低误差。即，在图8的方法中必须按分割数来预先决定分配等，但是根据图9的方 法，仅依次进行计算就能够降低需要降低的误差，因此容易进行控制。接着，在每次经过时间T0u时，角度算出器16算出对角度θ (χ)加上(减去)最小 检测角度θ M而得到的角度作为当前的估计角度θ ’，作为实时信号S输出到输出端口 18， 因此在角度算出器16内在每次经过时间T0u时产生信号。图10示出用于输出实时信号S 的脉冲信号。如图10所示，在零交叉点X的时间T00到估计时间Τ(χ+1)期间产生接通时间为Tm、 断开时间为T0u的脉冲列A。通过获取脉冲列A的上升沿、下降沿两者的定时，来在该定时 加上最小检测角度θ m，输出实时信号S。作为代替脉冲列A的实施例，也存在如图11所示那样，产生脉冲列B、脉冲列C两 个脉冲列的方法。从零交叉点X的时间T00起产生脉冲列B。脉冲列B的接通时间为2Tm、 断开时间为2Tm。另一方面，比脉冲列B延迟时间Tm地产生脉冲列C。脉冲列C的接通 时间为2Tm、断开时间为2Τ0 Χ。通过使用两个脉冲列，能够容易地进行角度输出，能够检测角度以及转动方向。 即，通过识别两个脉冲列的上升沿和下降沿的顺序，能够容易地判断转动方向。如上所述，通过使脉冲列产生了最小检测角度θ LSB或者其倍数对应的时间T0U、 2Tm等，能够输出当前的角度Θ’。S卩，当对脉冲列的上升沿、下降沿或者其两者进行计数 时，其计数值示出绝对角度，因此通过进行并行输出、串行输出能够示出当前的绝对角度。在本实施例中，仅在检测信号零交叉点X-I到检测信号零交叉点X之间角度变化 了 2 θ M以上的情况下，实时地进行角度估计。在角度变化不足2 θ LSB的情况下，不进行角 度估计。图12示出不进行角度估计的情况的说明图。使用图12来说明在角度变化不足2 θ LSB的情况下不进行角度估计的理由。纵轴 示出角度，横轴示出时间经过。细实线Ml示出实际的角度变化，虚线M3示出总是进行角度 估计的情况，粗实线M2表示本实施例的角度变化不足2 θ LSB时不进行角度估计的情况。如 实线Ml所示，相对于时间经过，角度恒量地每次些许地发生变化。在总是进行角度估计的情况下，如虚线M3所示，在检测信号零交叉点X+1的时 刻T(x+1)测量θ LSB的角度变化，因此，基于该变化将检测信号零交叉点X+2处的估计角度
(X+2) 估计为+2 θ LSB。接着，在检测信号零交叉点X+2的时刻测量出的角度在作为估计角度的+2 θ m之 下，因此在该时刻，检测信号零交叉点Χ+3处的估计角度θ ’ _成为+ θ 如图所示，从 检测信号零交叉点Χ+2到检测信号零交叉点Χ+3进行反转，存在与实际的角度变化Ml不同 的问题。与此相对，在从检测信号零交叉点X到下一个检测信号零交叉点Χ+1之间，在角度 变化不足2 θ LSB的情况下不进行估计的情况下，如实线M2所示，在检测信号零交叉点X处 角度θ不发生变化，在检测信号零交叉点Χ+1的时刻，角度θ被置换为作为实际测量值的 + Θ，。同样地，在检测信号零交叉点X+2处角度θ不发生变化，在检测信号零交叉点Χ+3 的时刻，角度θ被置换为作为实际测量值的+2 θ μ。根据该方法，角度不会负变化，从而电 动机的控制侧不会错误检测成电动机反转。如以上详细说明那样，根据第一实施例的相位差式旋转变压器，具有励磁线圈21、22，其被输入励磁信号；检测线圈23，其输出检测信号；以及角度算出器16，其根据对励 磁线圈21、22输入的励磁信号的零交叉点与来自上述检测线圈23的检测信号的零交叉点 的相位差来算出角度位移，该相位差式旋转变压器的特征在于，角度算出器16基于根据检 测信号零交叉点X处的相位差M00而算出的角度θ (χ)、根据前一个上述检测信号零交叉点 X-I处的相位差M0h)而算出的角度θ (η)来求出角度θ (χ)处的速度V00，根据速度V00来 算出下一个检测信号零交叉点Χ+1处的估计角度θ’(χ+1)，以规定的最小检测角度θ m对 估计角度θ，(χ+1)与角度θ (χ)之差进行分割，在角度θ (χ)之后到估计角度θ，(χ+1)之前的 范围内，输出基于最小检测角度θ LSB的实时信号，因此根据作为前一角度变化率的速度，能 够以每个较短的经过时间输出到下一个零交叉点之前的角度位移，因此在需要高分辨率的 情况下也能够实时地应对。例如，假设使用7.2kHz的励磁信号的情况。在这种情况下，在电动机转速为 3000rpm时，角速度为18000度/秒钟，利用7. 2kHz的励磁信号所能够检测到的最小角度仅 是18000度/7200 = 2. 5度。这些是来自输出端口 17的输出。与此相比，在本实施例中，例如，如果使用最小检测角度eLSB = 0.0879度，则与 仅利用零交叉点的情况下的分辨率2. 5度(在电动机转速为3000rpm时)相比，能够得到 2. 5/0. 0879 =大约28倍的分辨率。具体地说，特征在于，在估计为角度变化了最小检测角度θ m的定时输出实时信 号，因此在每次角度变化了最小检测角度θ m时输出实时信号，从而能够实时地检测角度变化。另外，特征在于，在每次经过规定时间T0u = θ LSB/V(X)时，将加上上述最小检测角 度θ LSB而得到的角度作为估计角度，作为实时信号而输出，因此能够在每次变化了最小检 测角度θμ时检测此时的估计角度。另外，特征在于，在估计角度θ，(χ+1)与根据下一个励磁信号零交叉点Χ+1处的相 位差Μ(χ+1)而算出的角度θ(χ+1)之间存在误差β的情况下，在算出下一个励磁信号零交叉 点Χ+1处的速度V(x+1)时，根据误差β进行校正，因此即使角度变化率突然改变的情况下， 也能够迅速地对下一个角度位移预测进行校正。另外，特征在于，进行最小检测角度θ LSB的加减运算的间隔是角度算出器16的 基本时钟的整数倍，因此，规定时间T0u除以基本时钟时的余数的累积成为误差，但是能够 容易地降低误差。另外，特征在于，将对最小检测角度θ m进行加减运算的间隔延长基本时钟的一 个周期1CLK，进行与误差除以基本时钟而得到的值相应的次数，因此能够确保平衡并且降
低误差。另外，特征在于，输出多个脉冲列以输出规定时间T0u，因此能够容易地输出相位 差式旋转变压器的输出。另外，特征在于，在估计角度θ，(χ+1)与根据励磁信号零交叉点X处的相位差M00 而算出的角度θ (X)之间的差在规定值以下的情况下，不算出当前的角度，因此即使在低速 转动时也不会错误判断为反转。接着，说明本发明的第二实施例。第二实施例的相位差式旋转变压器的基本结构 与第一实施例相同，如图1所示那样。不同点仅在于角度算出器16的作用，因此仅说明不同点，省略其它部分的说明。图13示出励磁信号中的正弦波Rl = α sin t和检测信号K = α β sin (ω t+ γ t)。将任意的测量点Φ 1处的正弦波Rl的值设为ESrX，将检测信号K的值 设为ESsX。测量点Φ1处的励磁信号的角度信息0 3以是虹(^^1伍3^(/(1)，检测信号的 角度信息θ SsX是arCSin(ESSX/(a X β))。arcsin仅获取-90度以上且90度以下的值， 因此需要进行校正。图14示出第一校正方法。图14的(a)示出校正前的数据，图14的(b)示出校正 后的数据。在(a)中，实线附是sin θ的值，虚线Ν2是arcsin θ的值。说明(a)的数据的 处理方法。以sin θ最小值来将运算值arcsin θ，设置为-90度，(1) θ在-90度以上不 足90度的范围内，设为校正值θ ’= θ。(2) θ在90度以上不足270度的范围内，设为校 正值 θ，= 180- θ。由此，能够得到(b)的校正后的数据。粗虚线N3表示校正后的数据。根据校正后 的数据N3，能够使arcsin输出在所有区间内是直线而不是折线。图15示出第二校正方法。图15的(a)示出校正前的数据，图15的(b)示出校正 后的数据。在(a)中，实线附是sin θ的值，虚线Ν2是arcsin θ的值。说明(a)的数据的 处理方法。sine将运算值arcsin θ，设置为90度，(1) θ在90度以上不足270度的范围 内，设为校正值θ ’ = θ。(2) θ在-90度(270度)以上不足90度(450度)的范围内， 设为校正值θ，=-180-θ。由此，能够得到(b)的校正后的数据N3。根据校正后的数据 N3,能够使arcsin输出在所有区间内是直线而不是折线。任意时刻处的旋转变压器角度ΦΧ成为ΦΧ = θ，Srl- θ，Ssl (度)。总是检测 旋转变压器角度，在每次ΦΧ增加(减少)最小检测角度θ LSB = 0. 0879度时，将实时信号 S输出到输出端口 18。如以上详细说明那样，根据第二实施例的相位差式旋转变压器，具有励磁线圈 21、22，其被输入励磁信号；检测线圈23，其输出检测信号；以及角度算出器16，其根据励磁 线圈21、22的励磁信号零交叉点与检测线圈23的检测信号零交叉点的相位差来算出角度 位移，该相位差式旋转变压器的特征在于，角度算出器16根据时间T处的励磁信号的值算 出励磁信号角度θ ’SrX，根据时间T处的检测信号的值算出检测信号角度e’Ssx，根据励 磁信号角度θ ’ SrX与检测信号角度θ ’ SsX的差来估计当前的角度，因此不限定于零交叉 点，能够在任意的时间处估计角度位移。另外，特征在于，在算出检测信号角度θ ’SsX时，以规定数来分割正弦波的一个周 期，根据经过时间来校正分割得到的点之间的值，因此能够以简单的计算来算出角度位移。接着，说明本发明的第三实施例。第三实施例仅求出速度V(X)的方法与第一实施 例不同，其它方法与第一实施例相同，因此仅详细说明不同点，省略其它说明。图16示出求出速度V(X)的方法。求出Χ-3 至 Χ-4 的区间((Χ-4)-(Χ-3))的速度 V，(χ_3) = ( θ (χ_3)- θ (χ_4))/ (Tr+M(x_3)-M(x_4))。另夕卜，求出X-2 至 Χ-3 的区间((Χ-3) - (Χ-2))的速度 V，(χ_2) = ( θ (χ_2)- θ (χ_3)) /(Tr+M(x_2)-M(x_3))。另夕卜，求出X-I至X-2的区间((X-2)-(X-I))的速度V，妇)=(θ如厂θ (χ_2))/ (Τγ+Μ^,-Μ^))。另夕卜，求出X 至 X-I 的区间((X-I)-(X))的速度 V，(χ) = (θ ω- θ (η))/ (Tr+MooU。然后，求出四个区间的平均速度V00 = (V’(X_3)+V’(X_2)+V’(η)+V’(χ))/ (4Tr+Moo-M(x_4))。将该V00作为第一实施例的V00来使用。在此，如图16的下部所示，也可以将四个区间视作一个区间，算出整体平均速度
V(X) = ( θ (X)- θ (x-4))/(4Tr+M(x)-M(x_4))来使用。当计算四个速度V’的平均时，由于在本实施例中各速度V’的数据是12位，因此四 个数据的合计值是14位。此时，如果简单地取平均，则删除下两位来设为12位数据即可， 但是在本实施例中，在下两位数的上位是1的情况下进到上一位，在是0的情况下舍去。由 此，能够更接近实际的速度。根据第三实施例，特征在于，在求出速度V00时，求出之前的多个零交叉点(在第 三实施例中是例如四个，如果加上当前时刻的零交叉点则是五个)处的速度V’，将它们的 平均值设为速度V00，因此当速度V’变化较大时，能够提高实时输出的估计角度的精确度。在上述实施例中，根据四个零交叉点来求出速度V(x)，但是如果使用八个零交叉点 来求出速度V ，则能够进一步提高精确度。另外，特征在于，之前的多个零交叉点的数量为四个或者八个，因此容易以位进行 计算，能够使程序简单。在此，当将零交叉点的数量设为十个以上时，在使用于电动机的转动角度检测时 担心如下的问题。S卩，这是因为当电动机以IOOOOrpm以上的转速进行转动时，在急速减速的情况 下，如果将零交叉点的数量设为十个以上则担心误差超过1 θ LSB而无法高精确度地估计急 速变化的速度V00的估计值。这是因为当将零交叉点的数量设为十个以上时，获取较多过 去的数据，因而存在在速度急剧变化的情况下所估计的速度的误差相应地变大这种问题。此外，本发明并不限于上述实施方式，在不脱离发明的宗旨的范围内能够如下这 样实施。例如，在本实施例中，在估计为角度变化了最小检测角度θ μ时，使用规见定时间 T0lx= θ m/V(χ)，但是也可以利用其它计算式来估计角度变化。并且，代替估计角度变化了 最小检测角度θ m，也可以在每个固定时间算出此时的估计角度，在每个固定时间将所算 出的估计角度作为实时信号S输出。另外，在本实施例中，设为12位的精确度，但是也可以使用更多位来提高精确度。在本实施例中，说明了电动机正转的情况，但是在电动机反转时，只要减去最小检 测角度θμ来算出估计角度即可。
权利要求
一种相位差式旋转变压器，具有励磁线圈，其被输入励磁信号；检测线圈，其输出检测信号；以及控制单元，其根据上述励磁线圈的励磁信号零交叉点与上述检测线圈的检测信号零交叉点的相位差来算出角度位移，该相位差式旋转变压器的特征在于，上述控制单元进行以下处理基于根据上述检测信号零交叉点X处的上述相位差M(X)而算出的角度θ(X)、根据前一个上述检测信号零交叉点X 1处的上述相位差M(X 1)而算出的角度θ(X 1)来求出上述角度θ(X)处的速度V(X)；根据上述速度V(X)来算出下一个上述检测信号零交叉点X+1处的估计角度θ’(X+1)；以规定的最小检测角度θLSB分割上述估计角度θ’(X+1)与上述角度θ(X)的差；以及在上述角度θ(X)之后到上述估计角度θ’(X+1)之前的范围内，输出基于上述最小检测角度θLSB的实时信号。
2.根据权利要求1所述的相位差式旋转变压器，其特征在于，上述控制单元在每次经过规定时间T0u= θ LSB/V(X)时输出上述实时信号。
3.根据权利要求2所述的相位差式旋转变压器，其特征在于，上述实时信号是对上述角度θ (x)加上或者减去上述最小检测角度Θ，而得到的角度。
4.根据权利要求1所述的相位差式旋转变压器，其特征在于，上述控制单元在每次经过任意决定的时间时算出上述估计角度，将该估计角度作为上 述实时信号而输出。
5.根据权利要求1所述的相位差式旋转变压器，其特征在于，上述控制单元在求取上述速度V00时，求出之前的多个零交叉点处的速度，将这些速度 的平均值设为上述速度V 。
6.根据权利要求5所述的相位差式旋转变压器，其特征在于，上述之前的多个零交叉点的数量为四个或者八个。
7.根据权利要求1所述的相位差式旋转变压器，其特征在于，在上述估计角度θ，(χ+1)与根据上述励磁信号零交叉点Χ+1处的相位差Μ(χ+1)而算出的 角度θ (χ+1)存在误差的情况下，上述控制单元在计算下一个上述励磁信号零交叉点Χ+1处 的速度V(x+1)时，基于上述误差来校正速度。
8.根据权利要求1所述的相位差式旋转变压器，其特征在于，进行上述最小检测角度θ LSB的加减运算的间隔是上述控制单元的基本时钟的整数倍。
9.根据权利要求8所述的相位差式旋转变压器，其特征在于，上述控制单元将加上上述最小检测角度θ LSB的间隔延长上述基本时钟的一个周期的 动作进行与上述误差除以上述基本时钟而得到的值相应的次数。
10.根据权利要求8所述的相位差式旋转变压器，其特征在于，上述控制单元输出多个脉冲列以输出上述规定时间T0U。
11.根据权利要求1所述的相位差式旋转变压器，其特征在于，在上述估计角度θ，(χ+1)与根据上述励磁信号零交叉点X处的相位差M00而算出的角 度θ (χ)的差在规定值以下的情况下，上述控制单元不算出当前角度。
12.一种相位差式旋转变压器，具有励磁线圈，其被输入励磁信号；检测线圈，其输出检测信号；以及控制单元，其根据上述励磁信号和上述检测信号的相位差来算出角度位移， 该相位差式旋转变压器的特征在于，上述控制单元根据时间T处的上述励磁信号的值算出励磁信号角度θ Α，根据时间T处 的上述检测信号的值算出检测信号角度θ B，根据上述励磁信号角度θ A与上述检测信号 角度θB的差来估计当前角度。
13.根据权利要求12所述的相位差式旋转变压器，其特征在于， 上述控制单元在计算上述检测信号角度θ B时，以规定数来分割正弦波的一个周期， 根据经过时间来校正分割得到的点之间的值。
全文摘要
本发明提供一种相位差式旋转变压器，特征在于，角度算出器(16)基于根据检测信号零交叉点X处的相位差M(X)而算出的角度θ(X)、根据前一个上述检测信号零交叉点X-1处的相位差M(X-1)而算出的角度θ(X-1)来求取角度θ(X)处的速度V(X)，根据速度V(X)来算出下一个检测信号零交叉点X+1处的估计角度θ’(X+1)，以规定的最小检测角度θLSB分割估计角度θ’(X+1)与角度θ(X)的差，在角度θ(X)之后到估计角度θ’(X+1)之前的范围内，输出基于最小检测角度θLSB的实时信号。
文档编号G01D5/243GK101922945SQ20101020783
公开日2010年12月22日 申请日期2010年6月13日 优先权日2009年6月15日
发明者中村健英, 井上铁治, 宫嵜洋彰, 神谷巧, 铃木健之 申请人:爱三工业株式会社