频率合成器噪声杂散或相位噪声的动态测量的制作方法

本申请涉及动态测量由频率合成器生成的噪声杂散或相位噪声。

背景技术：

频率合成器包括电子系统，该电子系统根据从单个固定时基或主振荡器接收的较低的频率信号在其输出端生成(一个或更多个)较高的频率信号。实现频率合成器的常用方法是使用锁相环(pll)。

pll是包括误差检测器(包括耦合到电荷泵的相位频率检测器)的反馈控制系统，该误差检测器将两个输入信号(参考频率信号和分频后的较高频率输出信号)的相位进行比较，以产生与它们的相位之间的差成比例的误差信号。然后，对该误差信号进行低通滤波并且使用该误差信号来驱动压控振荡器(vco)，该压控振荡器(vco)产生较高的输出频率。该输出频率通过分频器反馈到相位频率检测器的输入端，产生负反馈环。如果输出频率漂移，则相位误差信号将增加，从而在相反方向驱动频率以减小频率误差。因此，输出被锁定到误差检测器的另一个(参考)输入端处的频率。该参考输入通常来源于频率稳定的晶体振荡器。

频率合成器的一个应用是用于实现频率调制连续波(fmcw)雷达系统的灵活和经济高效的实现方式。例如，汽车雷达系统使用频率合成器来生成恒定频率或时变频率的连续波(cw)。由于驾驶员的安全性在汽车应用中至关重要，所以关于频率合成器输出中连续的相位噪声，连续监控频率合成器的性能是重要的。相对于在雷达装置的设计期间预期的某一可接受的噪声水平，在现场操作期间较高的相位噪声可导致雷达装置潜在地不能检测到一些周围的障碍物。在实际上不存在障碍物的情况下，障碍物的误检测也可能在合成器输出中存在相位杂散。因此，高相位噪声或杂散可致使雷达测量不可靠。

技术实现要素：

在所述示例中，锁相环(pll)频率合成器包括第一误差检测器，该第一误差检测器包括具有耦合到第一电荷泵(cp)的用于接收参考频率信号的输入端的第一相位频率检测器(pfd)，该第一误差检测器耦合到压控振荡器(vco)，该压控振荡器(vco)具有在通过反馈分频器分频以向第一pfd的另一个输入端提供分频信号之后反馈到第一误差检测器的输出。第一pfd输出误差信号。相位噪声(pn)测量电路系统包括：副本(replica)cp，其耦合到第二pfd的输出端或耦合到第一pfd的输出端，其中副本cp用于输出缩放相位误差电流；电流-电压转换器和放大器，用于对缩放相位误差电流进行电流-电压转换和放大以提供放大的相位误差电压；模拟-数字转换器(adc)，用于对放大的相位误差电压进行数字化以提供数字相位误差信号；以及处理器，用于对数字相位误差信号进行频率分析以便生成在一个或更多个频率处的pn测量，并且用于将pn测量与存储的阈值噪声测量进行比较，以确定频率合成器是否在规定的pn限度(limit)内操作。

附图说明

图1是示出根据一个示例实施例的频率合成器pn或杂散的动态测量的示例方法中的步骤的流程图。

图2a是根据一个示例实施例的包括频率合成器和pn测量电路系统的示例电路组合的框图表示，该pn测量电路系统包括副本pn误差检测器，该pn测量电路系统经耦合以接收与由频率合成器的误差检测器接收的相同的参考频率信号和分频信号，该示例电路组合被配置用于提供由频率合成器生成的pn或杂散的动态测量，全部元件都在共同的半导体衬底上。

图2b是根据一个示例实施例的包括频率合成器和pn测量电路系统的示例电路组合的框图表示，该pn测量电路系统包括副本pn误差检测器，该副本pn误差检测器经耦合以接收与由频率合成器的误差检测器接收的相同的参考频率信号和分频信号，该示例电路组合被配置用于提供由频率合成器生成的pn或(一个或更多个)杂散的动态测量，全部元件连同雷达接收器电路系统一起在共同的半导体衬底上。

图2c是根据一个示例实施例的包括频率合成器和pn测量电路系统的示例电路组合的框图表示，该pn测量电路系统与频率合成器共享相同的(共同的)pfd并且包括副本cp，该副本cp经耦合以接收由共同的pfd生成的误差信号，该示例电路组合被配置用于提供由频率合成器生成的pn或(一个或更多个)杂散的动态测量，所有元件都在共同的半导体衬底上。

图3是根据一个示例实施例的示例单芯片组合电路的电路和框图表示，该示例单芯片组合电路包括pn测量电路系统，该pn测量电路系统包括提供用于测量频率合成器的pn或(一个或更多个)杂散的bist的副本pn误差检测器。

图4a是根据一个示例实施例的示例雷达装置的框图，该示例雷达装置被配置成使得pn测量电路系统独立于正常雷达接收器路径。

图4b是根据一个示例实施例的示例雷达装置的框图，该示例雷达装置被配置成使得pn测量电路系统重复使用/共享雷达装置的正常雷达接收器路径的电路。

图5根据一个示例实施例提供了示出从图3所示的组合电路获得的计算的测量参数的数据表，该计算的测量参数包括作为从900mhz载波频率的偏移频率的函数的pn。

图6根据一个示例实施例示出了可获得的示例杂散检测灵敏度和可与所公开的实施例一起使用的快速傅里叶变换(fft)持续时间。

图7a、图7b和图7c结合雷达装置的频率合成器的随时间变化的频率变化来观察，示出了调度正常雷达处理和pn测量过程的示例方法。

具体实施方式

例示的动作或事件的排序可以以不同的顺序和/或与其它动作或事件同时发生。此外，一些例示的动作或事件不是实现根据本公开的方法所必须的。

术语“耦合到”或“与……耦合”(如本文所用，没有进一步的限制条件)旨在描述间接或直接电连接。因此，如果第一设备“耦合”到第二设备，则该连接可通过直接电连接(在路径中仅具有寄生效应)，或通过经由包括了其它设备和连接的中间项的间接电连接。对于间接耦合，中间项目一般不会修改信号的信息，但可调整其电流电平、电压电平和/或功率电平。

所公开的实施例提供了用于测量基于pll的频率合成器的pn的pn测量电路系统和相关方法，其中pn测量电路系统至少包括副本cp，并且在一些实施例中包括副本pn测量误差检测器，该副本pn测量误差检测器包括副本pfd和副本cp二者。pn测量电路系统还包括用于放大由副本pn测量误差检测器提供的相位误差输出的电路系统，以及用于进行数字化和执行傅立叶变换(ft，例如，fft)以测量频率pn或(一个或更多个)杂散(例如，1mhzpn/杂散)的电路系统。所公开的pn测量电路系统可在与频率合成器相同的半导体衬底芯片上以提供bist。

图1是示出根据一个示例实施例的频率合成器噪声杂散或pn的动态测量的示例方法100中的步骤的流程图。步骤101包括提供：(a)基于pll的频率合成器，其包括第一误差检测器，该第一误差检测器包括耦合到第一cp具有接收参考频率信号的输入端的第一pfd，该第一误差检测器耦合到压控振荡器(vco)，该压控振荡器(vco)具有通过反馈分频器反馈到误差检测器的输出，该反馈分频器向第一pfd的另一个输入端提供分频信号，其中第一pfd输出误差信号；以及(b)pn测量电路系统，其至少包括耦合到第二pfd的输出端或耦合到第一pfd的输出端的副本cp。

步骤102包括在副本cp的输入端处接收误差信号或在第二pfd的输入端处接收分频信号和参考频率信号，其中副本cp的输出端提供缩放相位误差电流。在一个实施例中，pn测量电路系统包括第二pfd以提供副本pn测量误差检测器(参见以下所述的在图2a所示的pn测量电路系统220的副本pn误差检测器221)，使得第一pfd和第二pfd是单独的pfd。在另一实施例中，pn测量电路系统与频率合成器共享第一pfd。

步骤103包括对缩放相位误差电流进行电流-电压转换和放大，以提供放大的相位误差电压。跨阻放大器可用于提供电流-电压转换和信号放大两者。步骤104包括对放大的相位误差电压进行数字化，诸如使用模数转换器转换器(adc)，以提供数字相位误差信号。然而，除了包括进行电流-电压转换的步骤103然后是包括对电压信号进行数字化的步骤104之外，其它技术也可能根据缩放相位误差电流生成数字相位误差信号。

步骤105包括对数字相位误差信号进行频率分析，以生成一个或更多个频率处的pn测量，载波频率或pn频谱(例如，跨越至少40个频率)周围的这样的(一个或更多个)杂散。例如，可使用微控制器单元(mcu)、数字信号处理器(dsp)单元或fft单元来测量数字化信号的频谱。步骤106包括将pn测量(例如，功率谱密度(psd))与阈值pn测量进行比较，以确定pll频率合成器是否在规定的pn限度内操作。基于近似pll带宽的设计知识(例如，跨越电压和温度的模拟)、输入相位到输出相位响应和vco相位到输出相位响应，可确定阈值pn测量。

这些参数知识中的任何不确定性可被调节为合成器输出噪声测量中的不准确度，其中根据测量的频谱对合成器输出噪声功率或psd的预测被称为合成器输出噪声测量。一般来说，当测量的pn(例如，psd)相比于程序化噪声阈值较差时，通知雷达系统的中央处理器单元(cpu)或其它处理器，频率合成器关于设计预期在性能上劣化是有用的。在这种情况下，由于汽车系统是“安全至关重要的”，所以可自动禁用频率合成器，使得用户可返回到手动操作，诸如无需汽车应用的驾驶员辅助的驾驶。

在一个特定实施例中，频率合成器提供80ghz输出，并且pn测量电路系统在50ms内检测并报告合成器的pn噪声性能的任何劣化，诸如向相关联的雷达系统cpu报告该劣化。在另一个实施例中，(一个或更多个)pn测量自身报告给雷达的cpu或其它处理器，并且雷达系统的参数基于该测量来修改。例如，如果pn测量指示较高的pn，则由cpu实现的雷达检测算法可在确认障碍物的检测之前分析雷达接收的信号达更长的持续时间。

图2a是根据一个示例实施例的示例电路组合200的框图表示，该示例电路组合200包括频率合成器210和pn测量电路系统220，该pn测量电路系统220耦合以接收与由频率合成器的误差检测器接收的相同的参考频率信号和分频信号，全部元件都在共同的半导体衬底205上。图2a至图2c中所示的操作频率包括900mhz载波频率和20ghz压控振荡器(vco)213，其仅被提供作为帮助阐明所示电路组合的操作的示例。

pll频率合成器210包括误差检测器211，该误差检测器211包括耦合以接收900mhz参考频率信号的pfd211a和cp211b，该误差检测器211具有耦合到低通滤波器(lpf)212然后耦合到所示的提供20ghz输出的vco213的输出端，该vco213具有在通过反馈分频器214分频后反馈到误差检测器211的输出以提供分频信号。可选的4倍(x4)倍频器216耦合到vco213的输出端以提供所示的80ghz输出。所示的配置仅仅是示例，并且合成器(或vco)频率和倍频器的不同组合是可能的。然而，为了便于说明其余的电路，在本说明书的其余部分中使用了某些数字。

pn测量电路系统220包括被示为包括了pfd221a和cp221b的pfd/cp的副本pn测量误差检测器221，该副本pn测量误差检测器221耦合以在相应输入端处接收分频信号和900mhz参考频率信号，并且用于输出按照900mhz/80ghz缩放的具有所示相位误差的缩放相位误差电流。电流-电压(i-v)转换器222用于进行电流-电压转换，并且放大器223用于放大缩放相位误差电流，从而提供放大的相位误差电压。模拟-数字转换器(adc)225用于对放大的相位误差电压进行数字化以提供数字相位误差信号。lpf224位于放大器223与adc225之间。

包括相关联的存储器231的处理器230(cpu、dsp或mcu)提供频率分析，处理器230处理数字相位误差信号并生成pn测量并显示为包括fft块230a，该fft模块230a耦合到由处理器230提供的阈值比较块230b，该比较块23b用于将在一个或更多个频率(杂散)或pn频谱下测量的pn与阈值pn测量进行比较，以确定频率合成器210是否在规定的噪声限度内操作。在电路组合200的操作中，pn测量电路系统220的处理器230通过获知副本pn测量误差检测器221的cp电流以及电流-电压转换器222和放大器223的增益，来将adc225的输出端处的噪声信号转化为pn。对于所示的示例操作频率，在副本pn测量误差检测器221的输出端处测量的pn是来自900mhz参考噪声的1mhz偏移+来自vco213噪声的1mhz偏移下的pn的均方根(rms)加法。

通常具有约500khz带宽的lpf212以约6db过滤1mhz参考噪声，但不对1mhzvco噪声进行滤波。由于这种差异，总和pn的测量与由频率合成器210生成的实际pn相比不准确可为0db至6db。然而，任何频率处的vco噪声和参考噪声的衰减量通常可以从设计知识和/或pll环路带宽知识(其可通过常规校准程序来测量)来预测。基于在任何频率处哪个噪声源为主(通常在pll的设计或芯片的制造或测试期间已知)，在由pn测量电路系统的adc225输出的数字样本的处理期间可应用适当的校正比例因数(以正常数字单位倍增和以db单位相加)。

在一个实施例中，如果vco和参考噪声两者都显着地有助于和类似于合成器输出噪声，则以上不准确度和由于其它噪声和不匹配而导致的不准确度可通过使用适当修改的(通常是弛豫的)用于确定频率合成器故障发生的pn比较阈值来处理。在大多数安全至关重要的汽车雷达应用中，这种弛豫是可接受的。在典型的频率合成器中，弛豫可能低于仅6db，这意指，只有当合成器pn性能劣化高于规定水平6db时，通过处理pn测量电路系统和相关联的数字处理可能给出对雷达的cpu的指示。在一个实施例中，可通过使用更严格的pn比较阈值来处理此类不准确度，使得仅当所测量的pn比可接受的水平低6db时，频率合成器被认为满足其pn性能要求。在这种情况下，频率合成器故障的报告是悲观的。

在典型的示例频率合成器(在下面的示例部分中考虑)中，在如上所述和针对其它噪声和不匹配的解释之后，预测在-102dbc/hz80ghzpn水平估计中获得±4db的准确度。±4db精度很容易满足典型的安全合规目标，并且是无法测量频率合成器的pn的已知技术的主要进展。pn测量电路系统220还可根据允许的现场测试时间(例如，100μs|至5ms)，检测在80ghz下的-45dbc至-60dbc的杂散。

在同一半导体衬底上的一种布置中，也形成雷达接收器(rx)。图2b是根据一个示例性实施例的示例电路组合250的框图表示，其包括频率合成器210和pn测量电路系统220’，该pn测量电路系统220’包括副本pn测量误差检测器221，该副本pn测量误差检测器221耦合以接收与由频率合成器的误差检测器接收的相同的参考频率信号和分频信号，该示例电路组合250被配置用于提供由频率合成器生成的噪声杂散或pn的动态测量，全部元件连同rx260一起在共同的半导体衬底205上。在该实施例中，pn测量电路系统220和rx260可共享多个电路块，包括至少adc225和示出为cpu230’的处理器(以及如图所示的放大器223和lpf224)，以节省管芯面积并降低成本。

如图2b所示，rx260和pn测量电路系统220因此共享放大器223、lpf224、adc225、cpu230’和存储器231。结果，由于与rx260共享了包括通常相对大面积adc225的电路块，电路组合250可仅占据芯片面积的约＜＜0.05mm²。时间复用可用于在rx260与pn测量电路系统220之间共享放大器223和adc225。对于诸如频率调制连续波(fmcw)雷达的应用：(a)在rx260未接收到任何信号的帧间间隔期间，放大器223和adc225可由pn测量电路系统220使用；以及(b)在当rx260正在解调接收到的fmcw信号时的正常操作中，放大器223和adc225可由rx260使用。帧间时间是指在fmcw雷达芯片不是正在线性调频(chirping)或传输线性调频以及处理接收到的信号以执行fmcw雷达装置周围物体的检测并计算它们的位置和速度时的时间。

图2c是根据一个示例实施例的示例电路组合280的框图表示，其包括频率合成器210和pn测量电路系统220”，该pn测量电路系统220”与频率合成器共享相同的(共同的)pfd211a并包括副本cp221b，该副本cp221b耦合以接收由pfd211a生成的误差信号，该示例电路组合280被配置用于提供由频率合成器210生成的噪声杂散或pn的动态测量，全部元件都在共同的半导体衬底205上。与图2a所示的电路组合200相比，该实施例具有进一步减少的芯片面积的优点。

图3是根据一个示例实施例的示例单芯片组合电路300的电路和框图表示，该示例单芯片组合电路300包括pn测量电路系统220”’，该pn测量电路系统220”’提供bist用于为由pll频率合成器210’生成的pn提供pn测量。缓冲器240连接在被示出为vcnt(其为任意电压)的节点处的为缓冲器240提供输入的lpf212的输出端与在其输出端为i2v222和放大器223的输入端提供输入的节点之间，该vcnt提供缓冲器240的输入。因为缓冲器240的输出被馈送到i2v222的输入端和放大器223的输入端，所以缓冲器240中的噪声和任意参考电压vcnt抵消。频率合成器210’的vco块被示出为213’，并且包括vco213和缓冲器213a。频率合成器210’的分频器被示出为214’，并且包括斜坡发生器214a、数字高速σδ调制器214b和％n”电路214c。

斜坡发生器214a通常是数字硬件，其可生成用于频率合成器210’的三角形、锯齿形或阶梯状波形，以输出其频率随时间分别以三角形、锯齿状或梯状方式变化的cw。斜坡发生器214a还可生成恒定输出，使得频率合成器的输出是恒定频率的cw。在后续的输出时钟循环期间，斜坡发生器的数字输出被给予至对分频器的输出时钟进行操作的数字高速信号δ调制器214b，并且在分频器的每一个输出时钟下(即，分频因数，应使分频器的输入时钟除以分频因数)提供给％n电路214c。％n电路214c通常是创建输出时钟的数字状态机，该数字时钟的循环长度(或周期)是分频因数，该分频因数是分频器的输入时钟周期的n倍。分频因数通常是正整数(例如，19、20、21)，并且斜坡发生器的数字输出是具有非常细分辨率(例如0.001，使得它可表示诸如18.998、18.999、19、19.001、…19.501、19.502、…20、20.001、...21、21.001、21.002，...的值)的数字字。数字高速σδ调制器214b操作，使得其整数输出的局部平均值等于斜坡发生器的数字输出的平均值。

可在硬件中和/或在处理器中，诸如在软件或固件中，执行adc输出样本的处理，以查找合成器pn和杂散。在下面的两个示例实施例中说明了此类处理。

针对第一实施例使用以下所述的等式或处理步骤来说明该处理：

a.令x[n]是由pn测量电路系统的adc输出的数字样本。采集n个此类连续样本。因此，在处理器的存储器中，其中n＝0至n-1的x[n]可以作为数字的块序列。

b.对x[n]执行fft以获得fft结果x[k]，其中k＝0至n-1。

c.找到信号y[k]＝x[k]*x[k]，其中运算“.*”表示元素方式乘法。例如y[0]＝x[0]*x[0]，其中“*”表示乘法。在其它实施例中，可发现y[k]＝|x[k]|具有等效的pn测量性能。这里，|x[k}]|表示序列x[k]的绝对值，并且“绝对值”的含义是数学家和工程师众所周知的。

d.可选地，重复步骤a、b、c多(例如l)次(迭代i＝1至l)。每次采集的数字样本是不同的，因为进行了新的采集，并且预期噪音随时间而变化。令在第i次迭代中获得的信号y[k]表示为yi[k]。

e.找到信号z[k]＝yi[k]的和从i＝1至l，其中求和意指z[0]＝yl[0]+y2[0]+y3[0]+...+yl[0]、z[1]＝y1[1]+y2[1]+y3[1]+...+yl[1]，...z[k]＝y1[k]+y2[k]+y3[k]+...+yl[k]，对于任何k＝0至n-l。该求和在本文档中也称为fft输出的非相干累积。

f.为了在频带0.5mhz至1.5mhz(例如)中找到pn，则找到klower＝最接近(0.5×l0⁶/fs)*n的整数，其中，fs是adc采样速率(例如20mhz)，并且找到kupper＝最接近(1.5×l0⁶/fs)*n的整数。

g.在频带中找到pn功率，p＝z[klower至kupper]的和，即p＝z[klower]+z[klower+1]+z[klower+2]+...z[kupper]。

h.基于设计知识，通过将数字p以预存储在处理器的存储器中的数字缩放，考虑根据pll滤波器带宽的设计知识、跨阻抗放大器中的增益、合成器pll的参考频率与雷达的输出频率的比以及pn测量模拟电路系统中的其它参数预期的比例因数。这些因数旨在将测量的噪声功率转换成预期的pn，如果真的在合成器输出端处测量的话。

i.找到以db为标度的pn功率，p_db＝10*logl0(p)，其中log10表示以10为底的对数。

j.将估计的pn功率输出给雷达装置的中央处理单元或其它处理器。还将估计的pn功率p_db与预存储在处理器的存储器中的阈值进行比较，并且如果p_db超过阈值，则向雷达装置的中央处理单元或其它处理器指示合成器pll性能低于可接受的水平。

k.对于不同的频率范围，以上比例因数和阈值可以不同。

l.为了确定是否存在任何相位杂散，使用序列z[k]，并且对于k的从0至n-1的每个值，找到z[k]是否显著高于其邻近值中一些的平均值，avg[k]＝5*(z[k-length+1]+z[k-length+2]+z[k-length+3]+...z[k+length])/(2*length)。如果对于任何k，z[k]>avg[k]，则输出相应的功率电平(使用与先前在pn功率计算步骤中所说明的类似方法)，并向雷达的中央处理单元或其它处理器指示随功率电平一起存在杂散，用于适当的动作以确保安全。

在另一个实施例中使用下面所述的等式或处理步骤来说明信号处理。该处理可在耦合到adc或以处理器中的软件或固件形式的硬件中执行。在下面的说明中，说明了基于数字硬件的处理方法。

a.令x[k]是由pn测量电路系统的adc输出的数字样本。adc连续输出样本(每1/fs秒一个样本，其中fs是adc的采样率)。参数k表示样本计数，是整数。

b.采用数字滤波器来衰减某一选定频带之外的信号分量。例如频带0.5mhz至1.5mhz。令数字滤波器的输出表示为序列y[n]。就像adc输出一样，数字滤波器的输出也是连续流式传输。

c.找到信号y[k]＝x[k].*x[k]，其中运算“.*”表示元素方式乘法。例如y[0]＝x[0]*x[0]，其中“*”表示乘法。在其它实施例中，可发现y[k]＝|x[k]|具有等效的pn测量性能。这里，|x[k}]|表示序列x[k]的绝对值，并且“绝对值”的含义是数学家和工程师众所周知的。

d.在频带中找到pn功率，p＝大块序列z[k]的值的平均值，例如，p＝(z[k1]+z[k1+1]+z[k1+2]+...z[k1+length])/length，其中k1和length是整数，并且k1表示用于进行平均的第一样本的样本计数。

e.基于设计知识，通过将数字p以预存储在处理器的存储器中的数字缩放，考虑根据pll滤波器带宽的设计知识、跨阻抗放大器中的增益、合成器pll的参考频率与雷达的输出频率的比以及pn测量模拟电路系统中的其它参数预期的比例因数。这些因数旨在将测量的噪声功率转换成预期的pn，如果真的在合成器输出端处测量的话。

f.找到以db为标度的pn功率，p_db＝10*logl0(p)，其中log10表示以10为底的对数。

g.将估计的pn功率输出给雷达装置的中央处理单元或其它处理器。还将估计的pn功率p_db与预存储在处理器的存储器中的阈值进行比较，并且如果p_db超过阈值，则向雷达装置的中央处理单元或其它处理器指示合成器pll性能低于可接受的水平。

h.对于不同的频率范围，以上比例因数和阈值可以不同。

在一个实施例中，雷达装置包括合成器和pn测量电路系统、发射器电路、接收器电路、adc和数字处理器，以检测周围物体的存在、位置和速度。合成器用于生成一定的持续时间内的恒定频率或步进频率(梯状，其中在每个频率处，耗费一定的持续时间)或三角形频率(其中频率在一定的持续时间内增加并且然后在一定的持续时间内减小)或锯齿形频率(其中频率在一定的持续时间内增加/减少并且然后快速返回到起始频率)的cw信号，在该一定的持续时间期间，使雷达装置的发射器发射信号，并且处理接收器的输出以检测周围物体的存在、位置和速度(统称为雷达处理)。

在一定的时间间隙后重复这样的过程。在该时间间隙期间，当合成器没有接合在雷达处理中时，使合成器生成与在雷达处理期间相似的频率模式的cw信号，并且采用pn测量电路系统和相关联的计算来测量合成器pn并确定其是否在可接受的限度内。因此，当合成器没有接合在雷达处理中时，可以以规则的时间间隔(诸如，每100ms)执行pn测量过程，重复该pn测量过程。

生成梯状、三角形或锯齿形频率的合成器是fmcw合成器，并且生成的信号是fmcw信号。斜坡发生器214a通常是数字硬件，其可生成用于频率合成器210’的三角形、锯齿形或梯状波形，以输出其频率随时间分别以三角形、锯齿形或梯状形式变化的cw。它也可生成恒定的输出，使得频率合成器输出是恒定频率的cw。

在另一个实施例中，当在不进行正常雷达处理时的时隙中执行pn测量时，pn测量电路系统重复使用用于pn测量过程的雷达装置的接收器的一些部件/电路，诸如接合在雷达处理中的放大器和adc。在另一个实施例中，pn测量电路系统不重复使用雷达装置的接收器的任何部件/电路。在该实施例中，在雷达处理本身期间执行pn测量处理。

图4a是根据一个示例实施例的示例雷达装置400的框图，该示例雷达装置400被配置成使得pn测量电路系统数字处理块420独立于正常雷达接收器路径。雷达装置400包括串联连接的mm-波或rf放大器401、混频器402、放大器403、lpf224、adc225和雷达信号处理器230’。雷达装置400还包括发射器电路440。

频率合成器210’的输出端耦合到发射器电路440和混频器402的输入端。频率合成器210’的另一个输出端耦合到合成器pn测量电路系统和数字处理块420的输入端。频率合成器210’是fmcw合成器，并且其输出信号被放大并通过发射器电路440在空中传输。该传输的信号从雷达装置附近的物体的反射由mm-波或rf放大器401接收和放大，并且由混频器402将放大的输出与fmcw合成器输出混频。将混频器的输出通过放大器223放大、通过lpf224进行低通滤波、通过adc225进行数字化，并通过雷达数字处理器230’进行数字化处理。

图4b是根据一个示例实施例的示例雷达装置450的框图，该示例雷达装置450配置成使得pn测量电路系统数字处理块420重复使用/共享雷达装置的正常雷达接收器路径的电路。在任何给定的时间，只有一条路径是接合的/有效的，其中其它路径被禁用。在该实施例中，adc225的输出端耦合到合成器pn测量电路系统和数字处理块420的输入端。

频率合成器210’是fmcw合成器，并且其输出信号被放大并通过发射器电路440在空中传输。该传输的信号从雷达装置附近的物体的反射由mm-波或rf放大器401接收和放大，并且由混频器402将放大的输出与fmcw合成器输出混频。将混频器的输出通过放大器223放大、通过lpf224进行低通滤波、通过adc225进行数字化，并通过雷达数字处理器230’进行数字化处理。为了减小pn测量电路系统另外需要的半导体(例如，硅)芯片面积，雷达接收器的放大器223、lpf224和adc225被重新用于pn测量，使得不需要将此类额外的电路放置在明确和专门用于pn测量的芯片上。

在所公开的雷达装置中，当正常雷达操作停止时存在持续时间，并且在其中发生正常雷达操作的持续时间之间发生此类停止周期。在图4b所示的电路组合中，当没有发生正常雷达操作时，执行pn测量过程，并且由pn测量电路系统数字处理块420的数字处理器使用adc225的输出。同时，混频器402的输出不会引起放大器223的输入变化，并且只有电流-电压转换器222的输出驱动放大器223。当发生正常雷达操作时，不同时执行pn测量过程，并且不是由pn测量电路系统数字处理块420的数字处理器使用adc225的输出。此时，只有混频器402的输出驱动放大器223的输入，并且电流-电压转换器222的输出不会引起放大器223的输入的改变。确保电路(例如混频器402或电流-电压转换器222)不引起放大器223的输入改变的一种方式是通过对该电路断电，而另一个电路处于操作中。存在获得相同结果的许多其它类似的电路方法。

本文所公开的雷达装置使用fmcw合成器和pn测量电路系统以及方法。雷达装置执行正常雷达处理(传输fmcw信号并接收来自障碍物的反射，以及处理接收到的信号以检测障碍物的存在、位置和速度)和pn测量过程。在至少一些实施例中，雷达装置还包括作为数字有限状态机的pn测量调度器。数字有限状态机可使用软件或固件或硬件来实现，并且在pn测量时以及在进行正常雷达处理时进行控制。在以下示例中所述的图7a、图7b和图7c例示了pn测量调度器引起正常雷达处理和pn测量发生的一些方式。

所公开的实施例的优点包括用于频率合成器的芯片上动态pn测量，诸如在一个实施例中，如果在现场使用期间合成器不能满足其预期的性能水平，则向雷达控制器单元提供提示消息，并且以与频率合成器用于正常雷达操作期间相同的(fmcw)模式，对频率合成器进行pn测量。可使用所公开的实施例的产品包括德克萨斯仪器公司的ar12xx、ar16xx或汽车雷达产品线，其为用于高级驾驶员辅助、碰撞避免、停车辅助和自动制动的雷达传感器。

示例

通过以下具体示例进一步例示所公开的实施例。

图5示出了从图3所示的组合电路300获得的计算的测量参数的数据表，该计算的测量参数包括为从900mhz载波频率的偏移频率的函数的pn。icp2＝1.256ma(其中icp2是副本pn测量误差检测器221的副本pfd/cp电流)，lpf224中的ri2v＝10kω并且vn_amp_i2v(i2v转换器222的输入参考电压噪声)＝5nv/√hz。与adc噪声相比，pn被测量处于较高电平，使得可通过包括adc225的pn测量电路系统220”’测量pn。adc噪声psd为-146dbvrms/hz。

如图5所示，由pn监控电路系统220”’在到adc225的输入端处产生的噪声psd由于在各种偏移处的pn而大于adc噪声psd。例如，1mhz偏移处的pn转换为-118dbvrms/hz，而adc噪声psd本身为-146dbvrms/hz。

图6示出了根据一个示例实施例的可从所公开的pn测量电路系统中获得的示例杂散检测灵敏度和可使用的fft持续时间。fs是指adc采样频率，在该示例中为20mhz，允许以10khz的频率间隔(fbin)采集2,000点(n)。如图所示，为了测量pn，fft操作可包括以fs＝20mhzadc数据、n＝2k点、fbin＝10khz采集adc数据。为了测量相位杂散，因为相位杂散检测被视为固有地受pn的限制，所以可执行多个fft，并且如图所示从多个fft中使用非相干累积(nca)，用于提高杂散检测。如在所提供的表中所示，可基于所需的杂散检测灵敏度和分配的测量时间选择#fft(nca)。

图7a、图7b和图7c例示了示例方法，通过该方法，pn测量调度器引起正常雷达处理和pn测量发生。可存在各种其它方法。图7a例示了调度pn测量的第一示例方法。如果pn测量电路系统重复使用(共享)一些雷达接收器电路系统，则建议这种方式。即使pn测量电路系统不共享任何雷达接收器电路系统，这种调度也是可能的。在该示例中，频率是锯齿形调制的，但该方法通常用于任何调制方案。在图7a中示出了fmcw信号的频率随时间的变化，以及正常雷达处理和pn测量的时间线(调度)。在使合成器输出与其正常雷达操作中输出的相同的fmcw图案时，进行pn测量。因此，相对于在正常雷达操作中最普遍的那些合成器，使pn测量在非常相似的条件下进行。

图7b示出了调度pn测量的第二示例方法，其类似于关于图7a所述的方法，不同的是pn测量在合成器输出恒定频率的cw的情况下进行。恒定频率可选择在用于正常雷达操作的频率范围内或附近。该方法假定在正常雷达操作期间，以恒定频率设置测量的pn与在合成器的调制操作期间预期的pn近似或完全相同。与先前的示例一样，在该示例中，频率(尽管示出为锯齿形调制的)通常可以是任何其它调制方案。

图7c示出了调度pn测量的第三示例方法。如果pn测量电路系统没有重复使用(共享)任何雷达接收器电路系统，则这种方法是可能的。与先前的示例一样，尽管在该示例中频率是锯齿形调制的，但它通常可以是任何其它调制方案。在该示例中，pn测量过程与实际的雷达信号发生(通过合成器)、传输和处理同时发生。这种调度方法的一个优点是，不需要另外的时间来纯粹地用于在其与正常雷达操作并行发生时检查合成器的pn性能。

因此，所公开的实施例提供了相位噪声(pn)测量电路系统和相关方法，其可在由基于锁相环(pll)的频率合成器不希望地生成的(一个或更多个)特定杂散频率(杂散)下动态地估计跨频带或相位杂散的pn，其在其输入端包括误差检测器。杂散处于特定的频率处，该频率通常呈现为载波频率附近的小幅度峰值，与在频率范围(或频带)上观察到并且包括所有电子器件生成的宽带噪声以及包括散粒噪声、热噪声和噪音杂散的pn相反。

pn测量电路系统通常包括它自己的“副本”pn测量误差检测器，该“副本”pn测量误差检测器接收由频率合成器的误差检测器接收的相同的参考频率信号和分频信号。对来自pn测量误差检测器的输出进行电流-电压转换、放大、数字化，并且然后进行频率分析，以生成在包括杂散(在一个或更多个离散频率下)或pn测量的一个或更多个频率处的pn测量。当涉及到杂散时，术语“pn测量”是信息的集合，其可包括在一个或更多个感兴趣的频率处是否存在杂散，如果存在，杂散的幅值(以db或dbc为单位)，并且pn测量涉及该频率附近的一些频带中的频率合成器的pn功率谱密度(以db/hz或dbc/hz表示)。

通过使用所公开的副本pn测量误差检测器，所公开的实施例基本上避免干扰频率合成器。在典型的实现方式中，pll误差检测器包括相位频率检测器(pfd)，接着是电荷泵(cp)，其中cp的输出是由pn监控器用于监控频率合成器的操作的电流。因此，在该实施例中，使用副本误差检测器，该副本误差检测器包括副本pfd和副本cp二者。然而，在另一个实施例中，pn测量电路系统也使用(共享)与频率合成器相同的pfd，使得pn测量电路系统仅具有副本cp。

副本pn误差检测器或副本cp被配置用于匹配频率合成器的误差检测器或cp。在一个实施例中，频率合成器和pn测量电路都形成在相同的半导体衬底“芯片”中并形成于在其上，以提供用于频率合成器的内置自测试(bist)。

如本文所使用的，副本pn误差检测器或副本cp是误差检测器的组件的缩放副本(例如，pfd的d型触发器和频率合成器的cp的正和负电流源)。在一些实施例中，副本pn误差检测器或副本cp通常制造在与基于pll的频率合成器相同的半导体衬底上。在这些实施例中的一些中，副本pn误差检测器或副本cp也是紧邻制造的(这里定义为，对于频率合成器的误差检测器或cp，各个块在彼此的200微米内)，诸如在共同的cmos管芯上。

将副本pn误差检测器或副本cp放置在频率合成器的误差检测器或cp附近，能够实现良好的晶体管匹配和误差检测器响应的良好拟合二者，包括来自副本误差检测器或副本cp的噪声性能，到来自频率合成器的误差检测器或cp的响应。在一些实施例中，副本pn误差检测器或副本cp的比例可大于频率合成器的误差检测器或cp的尺寸，使得其对整体pn或杂散的贡献较低，但该比例不一定局限于更大并且基本上可以是本文定义为在彼此的20％内的相同尺寸。在一个示例实施例中，相应的副本组件是频率合成器的误差检测器中对应组件的尺寸的大约1.2倍至5倍。

在所述的实施例中，修改是可能的，并且在权利要求的范围内，其它实施例是可能的。