雷达装置的制作方法

本发明涉及检测干扰的雷达装置。

背景技术：

近年来，一直在研究使用了微波、毫米波等的高分辨率的雷达。此外，为了提高室外的安全性，一直在寻求开发不限于检测车辆还检测行人的广角雷达。

在检测车辆及行人的广角脉冲雷达中，由于为混合了来自近距离目标(例如，车辆)及远距离目标(例如，人)的多个反射波的接收信号，所以在雷达发送单元中，被要求发送具有低距离旁瓣特性的脉冲波或脉冲调制波的发送结构。此外，在雷达接收单元中，被要求具有较宽的接收动态范围的接收结构。

作为用于获得低距离旁瓣特性的脉冲波或脉冲调制波，提出了使用了barker(巴克)码、m序列码、补码的脉冲压缩雷达。尤其是，在非专利文献1中公开了有关补码的生成方法。

补码，例如可以如以下地生成。即，基于由元素1或－1构成的具有互补性的a＝[11]，b＝[1－1]的码序列，能够顺序地生成码长l＝4，8，16，32，…，2^p的补码。码长越长，越扩大必要接收动态范围，而补码为更短的码长，则能够降低峰值旁瓣比(psr：peaksideloberatio；峰值旁瓣比)。因此，即使在混合了来自近距离的目标和远距离的目标的多个反射波的情况下，也能够降低接收上成为必要的动态范围。另一方面，在使用m序列码的情况下，psr按20log(1/l)提供，要得到低距离旁瓣，需要码长l比补码长(例如，psr＝60db的情况下，l＝1024)。

在多个雷达装置发送的电波的频带相同或一部分的频带重迭的情况下，若多个雷达装置的探测区域为重叠的位置关系，则产生雷达装置间的干扰。即，成为其他雷达装置接收某个雷达装置发送的电波的关系。雷达装置间的位置关系越近(即距离越近)，雷达装置间干扰为越强的干扰，对于本来要检测的目标，未检测率或误检测率升高，检测性能的劣化变大。

因此，在专利文献1等中公开了通过检测来自其他雷达装置的干扰分量，防止雷达装置间干扰造成的检测性能劣化的技术。

在专利文献1中，公开了判定来自车辆上装载的其他雷达装置的干扰的手段。伴随车辆的行驶，车载雷达的探测区域变化。在多台车辆上装载的车载雷达装置间，要发送的电波的频带相同或一部分频带重迭的情况下，若探测区域为重叠的位置关系，则产生干扰。

对这样的干扰，在专利文献1中，公开了调频连续波(以下，称为“fmcw：frequencymodulatedcontinuouswave”)雷达装置的接收结构，即检测来自其他fmcw雷达装置的干扰的结构。fmcw雷达装置使用得到的拍频(beat)信号的频谱数据，求规定的频率范围内的强度的积分值，在强度积分值超过干扰判定阈值的情况下，判定为发生了与其他雷达装置之间的干扰。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2006－220624号公报

非专利文献

非专利文献1：budisin,s.z.：‘newcomplementarypairsofsequences’,electron.lett.,1990,26,(13),pp.881-883

技术实现要素：

在上述专利文献1中公开的fmcw雷达装置中，在所算出的强度积分值中，还包含本雷达装置发送的电波的反射波，其量的多少依赖于周边的构造物或路面等的状况。因此，为了抑制干扰判定的误判定，需要将判定阈值设定得足够高，干扰检测灵敏度有可能降低。

一个非限制性和示例性的实施例，提供使检测来自其他雷达装置的干扰的检测灵敏度提高的雷达装置。

公开的实施例的好处和优点通过说明书和附图是十分明显的。通过各个实施例和说明书及附图所公开的特征，可以单独地提供这些好处和/或优点，而不必提供全部实施例和特征来获得一个以上的好处和优点。

一个一般的方案中，这里公开的技术的特征是，雷达装置包括：接收单元，在停止了来自本雷达装置的雷达发送信号的发送的干扰测定区间中，接收从其他雷达装置发送的雷达发送信号；a/d变换单元，将由所述接收单元接收到的、来自所述其他雷达装置的雷达发送信号从模拟信号变换为数字信号；以及干扰检测单元，进行所述数字信号即离散样本和规定的系数序列之间的相关运算，将所述数字信号中包含的规定的频率分量作为干扰信号分量来检测。

本发明的雷达装置包括：接收单元，在停止了来自本雷达装置的雷达发送信号的发送的干扰测定区间中，接收从其他雷达装置发送的雷达发送信号；a/d变换单元，将由所述接收单元接收到的、来自所述其他雷达装置的雷达发送信号从模拟信号变换为数字信号；干扰检测单元，进行所述数字信号即离散样本和规定的系数序列之间的相关运算，检测干扰信号分量；干扰判定单元，将在所述干扰测定区间中所述检测出的干扰信号分量和规定的判定电平比较，在所述干扰信号分量为所述判定电平以下时，判定为无干扰分量，在所述干扰信号分量超过所述判定电平时，判定为有干扰分量；以及每角度干扰分量检测单元，在所述干扰判定单元判定为有干扰分量的情况下，进行基于接收天线间的相位差的方向估计，计算每个波束角度的干扰分量。

本发明的雷达装置包括：接收单元，在停止了来自本雷达装置的雷达发送信号的发送的干扰测定区间中，接收从其他雷达装置发送的雷达发送信号；a/d变换单元，将由所述接收单元接收到的、来自所述其他雷达装置的雷达发送信号从模拟信号变换为数字信号；相关运算单元，进行所述数字信号即离散样本和规定的系数序列之间的相关运算；加法单元，将所述相关运算单元的输出相加；以及每个角度干扰分量检测单元，基于所述加法单元的输出，进行基于接收天线间的相位差的方向估计，并计算每个波束角度的干扰分量。

应该指出，一般或特定的实施例可以被实现为系统、方法、集成电路、计算机程序、存储介质或它们的任意选择性组合。

根据本发明，能够使检测来自其他雷达装置的干扰的检测灵敏度提高。

从说明书和附图中将更清楚所公开的实施例的其他好处和优点。这些好处和/或优点可以由各种实施例和说明书及附图的特征而单独地获得，不需要为了获得一个或多个好处和/或优点而提供全部实施例和特征。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的雷达装置的结构的框图。

图2是表示切换干扰测定区间和测距区间的状况的图。

图3是表示测距区间的雷达发送信号的图，是表示干扰测定区间的雷达发送信号的图。

图4是表示图1的干扰检测单元的内部结构的框图。

图5是表示图4的频率分量提取单元的内部结构的框图。

图6是表示雷达发送信号的发送定时及反射波的接收定时的图。

图7是表示构成阵列天线的接收天线元件的配置与方位角θu之间的关系的图。

图8是表示雷达信号频带和干扰波检测用频率分量之间的关系的图。

图9是表示其他雷达装置的fmcw调制波的图。

图10是表示干扰检测单元的输出的图。

图11是表示本发明的实施方式2的干扰检测单元的内部结构的框图。

图12是表示本发明的实施方式3的雷达装置的结构的框图。

图13是表示本发明的变形例1的雷达装置的结构的框图。

图14是表示本发明的变形例2的雷达发送信号生成单元的内部结构的框图。

具体实施方式

以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。其中，在实施方式中，对具有同一功能的结构附加相同的标号，省略重复的说明。

(实施方式1)

图1是表示本发明的实施方式1的雷达装置10的结构的框图。雷达装置10包括：雷达发送单元20、雷达接收单元30、基准信号生成单元11、发送控制单元12及干扰对策控制单元13。

首先，说明雷达发送单元20的结构。

雷达发送单元20包括：雷达发送信号生成单元21、rf发送单元25及发送天线26。雷达发送信号生成单元21包括：码生成单元22、调制单元23及带限滤波器(图中，记为“lpf：lowpassfilter”，以下称为“lpf”)24。此外，雷达发送信号生成单元21生成是来自基准信号生成单元11的参考信号的规定数倍的定时时钟，基于该定时时钟，以规定的雷达发送周期tr反复输出基带的雷达发送信号r(n、m)＝i(n、m)+jq(n、m)。再有，j表示虚数单位，n表示离散时刻，m表示雷达发送周期的序数。

码生成单元22分别生成码长为l构成的码序列(m序列码、barker码序列、补码序列等)的码an，并输出到调制单元。再有，n＝1，…，l。对每个雷达发送周期tr，生成码an。

在码序列为补码序列(包含戈莱(golay)码序列、斯帕诺(spano)码序列等)的情况下，对每个雷达发送周期分别生成交替成对的码pn、qn。即，在第m的雷达发送周期tr中，发送码pn作为脉冲压缩码an，在接着的第m+1的雷达发送周期tr中，发送码qn作为脉冲压缩码bn。其后(第m+2～)的雷达发送周期中，将第m～第m+1的雷达发送作为一个单位，同样地进行反复发送。

补码由两个码序列构成(以下，设为脉冲压缩码an、bn。此外，n＝1、…、l，l为码序列长度)。下式(1)、(2)中表示脉冲压缩码an、bn各自的自相关运算。若使各自的移位时间τ一致地将该结果相加(参照下式(3))，则成为距离旁瓣为0的相关值。补码具有上述的性质。

其中，在n＞l、n＜1时，an＝0、bn＝0。

调制单元23对从码生成单元22输出的码序列，进行脉冲调制(调幅、ask、脉冲移位键控)或相位调制(psk)，输出到lpf24。

lpf24将从调制单元23输出的调制信号作为被限制在规定的频带内的基带的雷达发送信号输出到rf发送单元25。

rf发送单元25将从雷达发送信号生成单元21输出的基带的雷达发送信号通过变频而变换到载波(rf：radiofrequency；射频)频带。此外，rf发送单元25将载波频带的雷达发送信号通过发送放大器放大到规定的发送功率p[db]后输出到发送天线26。

发送天线26将从rf发送单元25输出的雷达发送信号发射到空间。

发送控制单元12根据图2所示的两个工作区间、即测定从其他雷达装置发送的雷达发送信号的干扰测定区间和测定至目标的距离的测距区间，进行不同的发送控制。

图3是表示测距区间的雷达发送信号的图，是表示干扰测定区间的雷达发送信号的图。图3(a)表示测距区间的雷达发送信号。雷达发送信号在雷达发送周期tr之中的、各个码发送区间tw中存在信号，各个剩余的(tr－tw)区间为无信号区间。此外，在码发送区间tw内，包含脉冲码长为l的脉冲码序列，假设通过对每一个脉冲码实施使用了no样本的调制，在码发送区间tw内分别包含nr＝no×l样本的信号。此外，假设雷达发送周期中的无信号区间(tr－tw)为包含nu样本的区间。另一方面，图3(b)表示干扰测定区间的雷达发送信号。如图3(b)所示，在干扰测定区间中，在整个规定次数的雷达发送周期期间，停止来自本雷达装置10的雷达发送信号的发送，成为无码发送的状态。

此外，发送控制单元12将干扰测定区间作为nim次的码发送周期，将测距区间作为nrm次的码发送周期，进行切换它们的发送控制。

接下来，说明雷达接收单元30的结构。

雷达接收单元30主要包括：与构成阵列天线的接收天线的个数对应的天线系统处理单元30a～30d、以及方向估计单元43。天线系统处理单元30a～30d各自包括：接收天线31、rf接收单元32及信号处理单元36。

接收天线31接收由包含目标的反射物体反射了从雷达发送单元20发送的雷达发送信号的信号。接收天线31接收到的雷达接收信号被输出到rf接收单元32。

rf接收单元32包括：放大器33、变频单元34及正交检波单元35。

放大器33对通过接收天线32接收到的雷达接收信号进行信号放大，输出到变频单元34。

变频单元34将从放大器33输出的高频的雷达接收信号变换为低频的雷达接收信号，并输出到正交检波单元35。

正交检波单元35对从变频单元34输出的低频的雷达接收信号进行正交检波，变换为i信号及q信号构成的基带信号。i信号被输出到信号处理单元36的a/d变换单元37a，q信号被输出到信号处理单元36的a/d变换单元37b。再有，与雷达发送信号生成单元21相同的、使用来自基准信号生成单元11的参考信号，作为规定数倍的定时时钟而生成信号处理单元36对基带信号的定时时钟信号。

信号处理单元36包括：a/d变换单元37a、37b、相关运算单元40、加法运算单元41、多普勒频率分析单元42、干扰检测单元38及干扰判定单元39。

a/d变换单元37a、37b对从正交检波单元35输出的i信号、q信号构成的各个基带信号，进行离散时间中的采样，变换为数字数据。a/d变换单元37a、37b将变换后的数字数据输出到相关运算单元40及干扰检测单元38。这里，a/d变换单元37a、37b的采样率是，雷达发送信号中的每一个脉冲时间tp(＝tw/l)进行ns个的离散采样。即，为每1脉冲的过采样数ns。再有，在以下，使用复数x(k、m)＝ir(k、m)+jqr(k、m)表示第m的雷达发送周期中的离散时刻k的i信号、q信号构成的各自的基带信号ir(k、m)、qr(k、m)。再有，j是虚数单位。此外，在以下，时刻k将雷达发送周期tr开始的定时作为基准(k＝1)，周期性地进行直至雷达发送周期tr结束前为止的样本点即k＝(nr+nu)ns/no为止的测量。即，k＝1,…,(nr+nu)ns/no。

干扰检测单元38基于来自发送控制单元12的控制信号，检测干扰测定区间中的干扰信号分量，将检测到的干扰信号分量输出到干扰判定单元39。

图4是表示图1的干扰检测单元38的内部结构的框图。在图4中，频率分量提取单元51对从a/d变换单元37a、37b输出的数字数据，提取本雷达装置10使用的雷达信号的基带频带内所包含的特定的频率分量中的干扰信号分量，输出到平方计算单元52。

平方计算单元52将从频率分量提取单元51输出的干扰信号分量平方，输出到干扰判定单元39。

为了提取本雷达装置10使用的雷达信号的基带频带内包含的特定的频率分量，频率分量提取单元51进行从a/d变换单元37a、37b输出的数字数据即离散样本x(k、m)和用于提取特定的频率分量的系数序列fsn之间的相关运算(参照式(4))。其中，l＿fs是系数序列fsn的序列长度。

作为系数序列fsn，通过使用式(5)所示的系数序列，对a/d变换单元37a、37b的采样频率ns/tp，提取1/4倍的正的频率分量，所以能够提取特定的频率分量ns/(4tp)。

{fs1,fs2,fs3,fs4}＝{1,j,-1,-j}(5)

此外，使用了式(5)所示的系数序列fsn的频率分量提取单元51能够以图5所示的结构实现。图5所示的频率分量提取单元51包括：延迟器61a～61c、系数乘法器62a～62d及加法器63。

延迟器61a～61c使输入的数据延迟，输出延迟过的数据。延迟器61a使从a/d变换单元37a、37b输出的i信号及q信号构成的复数延迟，将延迟过的离散样本输出到系数乘法器62b及延迟器61b。延迟器61b使来自延迟器61a的输出延迟，将延迟过的数据输出到系数乘法器62c及延迟器61c。延迟器61c使来自延迟器61b的输出延迟，将延迟过的数据的位数输出到系数乘法器62d。

系数乘法器62a对从a/d变换单元37a、37b输出的离散样本乘以系数1，将乘法运算结果输出到加法器63。系数乘法器62b对从延迟器61a输出的数据乘以系数j，将乘法运算结果输出到加法器63。系数乘法器62c对从延迟器61b输出的数据乘以系数－1，将乘法运算结果输出到加法器63。系数乘法器62d对从延迟器61c输出的数据乘以系数－j，将乘法运算结果输出到加法器63。再有，j是虚数单位。

加法器63将从系数乘法器62a～62d输出的乘法运算结果进行加法运算，对平方计算单元52输出加法运算结果。

此外，作为系数序列fsn，通过使用式(6)所示的系数序列，对a/d变换单元37a、37b的采样频率ns/tp提取1/4倍的负的频率分量，所以能够提取特定的频率分量－ns/(4tp)。

{fs1,fs2,fs3,fs4}＝{1,-j,-1,j}(6)

此外，作为系数序列fsn，通过使用式(7)所示的系数序列，对a/d变换单元37a、37b的采样频率ns/tp提取1/8倍的正的频率分量，所以能够提取特定的频率分量ns/(8tp)。

{fs1,fs2,fs3,fs4,fs5,fs6,fs7,fs8}＝{1,exp(jπ/4),j,exp(j3π/4),-1,exp(-jπ/4),-j,exp(-j3π/4)}

(7)

此外，作为系数序列fsn，通过使用式(8)所示的系数序列，对a/d变换单元37a、37b的采样频率ns/tp提取1/8倍的负的频率分量，所以能够提取特定的频率分量－ns/(8tp)。

{fs1,fs2,fs3,fs4,fs5,fs6,fs7,fs8}＝{1,exp(-jπ/4),-j,exp(-j3π/4),-1,exp(jπ/4),j,exp(j3π/4)}

(8)

此外，作为系数序列fsn，通过使用式(9)所示的系数序列，对a/d变换单元37a、37b的采样频率ns/tp提取1/(2g)倍的正的频率分量，所以能够提取特定的频率分量ns/(2g×tp)。其中，n＝1、…、2g。

fsn＝exp[jπ(n-1)/g](9)

此外，作为系数序列fsn，通过使用式(10)所示的系数序列，对a/d变换单元37a、37b的采样频率ns/tp提取1/(2g)倍的负的频率分量，所以能够提取特定的频率分量－ns/(2g×tp)。其中，n＝1、…、2g。

fsn＝exp[-jπ(n-1)/g](10)

再有，通过进一步反复使用上述的系数序列的任何一个，能够提高检测灵敏度。即，在将用于提取特定的频率分量的系数序列fsn的系数长度设为l＿fs的情况下，若将该系数序列反复n次，则能够使特定的频率分量的检测灵敏度提高至n倍(snr改善10log10(n)[db])。例如，通过使用将{fs1，fs2、fs3、fs4}＝{1、－j、－1、j}反复两次的系数序列{1、－j、－1、j、1、－j、－1、j}，能够使特定的频率分量－ns/(4tp)的检测灵敏度提高至两倍。

干扰判定单元39基于从发送控制单元12输出的控制信号，判定从干扰测定区间中的干扰检测单元38输出的干扰信号分量是否超过规定的判定电平。在干扰信号分量为判定电平以下的情况下，干扰判定单元39判定为无干扰分量，在干扰信号分量超过判定电平的情况下，判定为有干扰分量。

再有，干扰检测单元38及干扰判定单元39设置在从第1天线系统处理单元至第na天线系统处理单元之中的、至少一个的天线系统处理单元中。

干扰对策控制单元13基于从干扰测定区间中的干扰判定单元39输出的干扰判定结果，进行接续的测距区间中的干扰对策的控制。即，在干扰判定单元39判定为有干扰分量的情况下，为了降低或抑制干扰信号分量，在接续的测距区间，适用以下任意一个、或采用了它们的组合的控制，进行测距区间中的雷达发送接收动作。

(1)干扰对策控制单元13进行将本雷达装置10的载波频率变更的控制。即，变更rf发送单元25的发送载波频率。此外，rf接收单元都可接收由rf发送单元25变更后的发送载波频率。频率的变更上，进行错开预先设定的频率间隔的控制。再有，在使用检测正负的特定的频率分量结构作为干扰检测单元38的情况下，通过向检测到的正负的频率分量较少的频率方向变更发送载波频率，可进一步降低或抑制干扰信号分量。此外，也可以检测到的干扰信号分量越多，进行越扩大变更频率时的频率间隔的控制。由此，可进一步高效地降低或抑制干扰信号分量。

(2)在能够控制本雷达装置10的发送天线26或接收天线31的垂直波束方向的情况下，在整个规定的时间间隔，干扰对策控制单元13进行使波束方向向下的控制。

(3)在整个规定的时间间隔，干扰对策控制单元13进行将本雷达装置10使用的雷达发送信号的码长增长的控制。

在干扰测定区间中的干扰检测、干扰对策控制后的测距区间内，相关运算单元40对每个雷达发送周期进行从a/d变换单元37a、37b输出的离散样本x(k、m)和要发送的码长为l的脉冲压缩码an之间的相关运算。其中，n＝1、…、l。第m的雷达发送周期中的滑动(sliding)相关运算，例如基于下式(11)计算。

在式(11)中，ac(k，m)表示离散时刻k的相关运算值。星号(＊)表示复数共轭运算符。此外，ac(k、m)的运算是，在整个k＝1、…、(nr+nu)ns/no的期间的运算。

再有，相关运算单元40中的运算，可以对于k＝1、…、(nr+nu)ns/no进行，但也可以根据作为雷达装置10的测定对象的目标的存在范围，进一步限定测定范围(k的范围)。由此，可降低运算处理量。例如，也可以在k＝ns(l+1)、…、(nr+nu)ns/no－nsl中限定测定范围。该情况下，如图6所示，成为在相当于码发送区间的时间区间中不进行测定，即使在雷达发送信号直接地绕回到雷达接收单元30中的情况下，也可进行排除了其影响的测定。在限定了测定范围(k的范围)的情况下，以下的处理也适用于同样地限定了测定范围(k的范围)的处理。

基于每个离散时刻k的相关运算单元40的输出即相关运算值ac(k，m)，加法运算单元41根据下式(12)进行在整个雷达发送周期tr的多次np期间(tr×np)的加法运算数np的加法运算。

在式(12)中，np是1以上的整数值。即，加法运算单元41将以雷达发送周期tr为单位得到的相关运算单元40的输出作为一个单位，进行多个np次的加法运算。即，将ac(k，np(m－1)+1)～ac(k，np×m)作为单位，对每个离散时刻k计算使离散时刻k的定时一致后相加的相关值ci(k，m)。再有，m是自然数。由此，在进行连续np次的加法运算的时间范围中，在来自目标的反射波的接收信号具有较高的相关的范围中，通过加法运算的效应，能够提高snr，能够使有关目标的到来距离的估计的测定性能提高。

要得到理想的加法运算增益，需要在整个加法运算区间的相位分量在某个一定的范围内一致的条件，基于成为测定对象的目标的假定最大移动速度来设定适用的加法运算次数。这是因为目标的假定最大速度越大，因来自目标的反射波中包含的多普勒频率变动的影响而时间相关较高的时间期间越短，np为较小的值，加法运算产生的增益提高效应小。

多普勒频率分析单元42将对每个离散时刻k得到的加法运算单元41的nc个输出即ci(k，nc(w－1)+1)～ci(k，nc×w)作为一个单位，使离散时刻k的定时一致，根据下式(13)，在将与2nf个的不同的多普勒频率fsδφ对应的相位变动φ(fs)＝2πfs(tr×np)δφ进行了校正后，进行相干积分。

在式(13)中，ft＿ci^nant(k，fs，w)是多普勒频率分析单元42中第w的输出，表示第nant的天线系统处理单元中的、离散时刻k时的多普勒频率fsδφ的相干积分结果。再有，nant＝1～na，fs＝－nf+1、…、0、…、nf，k＝1、…、(nr+nu)ns/no，w是自然数，δφ是相位旋转单位。由此，在各天线系统处理单元中，对每个雷达发送周期间tr的多次np×nc的期间(tr×np×nc)得到与每个离散时刻k的2nf个的多普勒频率分量对应的相干积分结果即ft＿ci^nant(k，－nf+1，w)、…、ft＿ci^nant(k，nf－1，w)。

在δφ＝1/nc的情况下，上述处理相当于将加法运算单元41的输出以采样间隔tm＝(tr×np)、采样频率fm＝1/tm进行离散傅立叶变换处理。

此外，通过将nf设定为2的乘方数，能够适用快速傅立叶变换处理(fft：fastfouriertransform)，能够极大地削减运算处理量。再有，此时，在nf＞nc的情况下，通过在q＞nc的区域中进行ci(k，nc(w－1)+q)＝0的零填充处理，同样地能够适用快速傅立叶变换处理，能够极大地削减运算处理量。

再有，在上述多普勒频率分析单元42中，也可以不进行fft处理，而进行依次进行以式(13)所示的积和运算的运算处理(对每个离散时刻k得到的加法运算单元41的nc个输出即ci(k，nc(w－1)+q+1)，生成与fs＝－nf+1、…、0、…、nf－1对应的系数exp[－j2πfsnpqδφ]，顺序地进行积和运算处理)。其中，q＝从0至nc－1。

在以下，将在第1天线系统处理单元至第na天线系统处理单元中，集中了分别实施了同样的处理得到的来自多普勒频率分析单元42的输出ft＿ci¹(k，fs，w)，…，ft＿ci^na(k，fs，w)的结果，表记为相关向量h(k，fs，w)，用于对来自目标的反射波，基于接收天线间的相位差进行方向估计的处理的说明。

再有，也可以取代上述相关矩阵，将多个天线系统处理单元之中的一个作为基准相位，计算相关向量。

在式(15)中，上标的星号(＊)表示复数共轭运算符。k＝1，…，(nr+nu)ns/no。

方向估计单元43将从第1天线系统处理单元～第na天线系统处理单元输出的来自第w的第y的多普勒频率分析单元42的相关向量h(k，fs，w)，使用阵列校正值来校正天线系统处理单元间的相位偏差及振幅偏差，使用校正了这些偏差后的相关向量h_after_cal(k，fs，w)，基于到来反射波的接收天线间的相位差进行方向估计处理。

即，对每个离散时刻k、每个多普勒频率fsδφ，或对h_after_cal(k，fs，w)的范数(norm)或其平方值为规定值以上的离散时刻k、多普勒频率fsδφ，方向估计处理使用校正了相位偏差及振幅偏差的相关向量h_after_cal(k，fs，w)，使下式(17)所示的方位方向θ可变。而且，计算方向估计评价函数值p(θ，k，fs，w)，将得到其最大值的方位方向作为到来方向估计值doa(k，fs，w)。

在式(17)中，u＝1，…，nu。再有，argmaxp(x)是将函数值p(x)为最大的定义域的值作为输出值的运算符。

再有，评价函数值p(θ，k，fs，w)因到来方向估计算法而有各种评价函数值。例如，能够使用在文献(direction-of-arrivalestimationusingsignalsubspacemodelingcadzow,j.a.；aerospaceandelectronicsystems,ieeetransactionsonvolume：28,issue：1publicationyear：1992,page(s)：64-79)中公开的使用了阵列天线的估计方法，波束形成法能够以下式(18)表示。

p(θu,k,fs,w)＝a(θu)^hh_after_cal(k,fs,w)a(θu)(18)

在式(18)中，上标h是埃尔米特转置运算符。另外，所谓capon、music的方法也可同样地适用。

h_after_cal(k，fs，w)是相关矩阵，以下式(19)表示。

h_after_cal(k,fs,w)＝h_after_cal(k,fs,w)h_after_cal(k,fs,w)^h(19)

而且，除了将算出的第w的到来方向估计值doa(k，fs，w)作为雷达定位结果，方向估计单元43还将那时的离散时刻k、多普勒频率fsδφ及评价函数值p(doa(k，fs，w)，k，fs，w)作为雷达定位结果。

这里，方向向量a(θu)是将雷达反射波从θu方向到来的情况下的阵列天线的复数响应作为要素的na阶的列向量。阵列天线的复数响应a(θu)表示以天线间的元件间隔几何光学地算出的相位差。例如，在阵列天线的元件间隔在直线上以等间隔d配置的情况下(参照图7)，方向向量能够以下式(20)表示。

在式(20)中，θu是使以规定的方位间隔β在进行到来方向估计的方位范围内改变的参数，例如，如下那样设定。θu＝θmin+uβ。u＝0，…，nu。nu＝floor[(θmax－θmin)/β]+1。floor(x)是输出不超过实数x的最大的整数值的函数。

再有，也可以将时刻信息变换为距离信息来输出。在将时刻信息k变换为距离信息r(k)时使用下式(21)。

在式(21)中，tw表示码发送区间，l表示脉冲码长，c0表示光速度。

此外，也可以将多普勒频率信息变换为相对速度分量来输出。在将多普勒频率fsδφ变换为相对速度分量vd(fs)时，使用下式(22)。

在式(22)中，λ是从rf发送单元25输出的rf信号的载波频率的波长。

接下来，说明上述干扰检测单元38的计算模拟。

本雷达装置10，由1gsps(gigasamplepersecond；每秒千兆样本)的a/d变换器37a、37b，在本雷达装置的雷达信号频带(500mhz)内，例如检测图8所示的250mhz的干扰信号的频率分量，所以使用频率分量提取单元51中的系数序列{fs1，fs2，fs3，fs4}＝{1，j、－1，－j}。

此外，假设使用fmcw的其他雷达装置使用与本雷达装置10相同的载波频率，如图9所示，在10微秒间进行1ghz的频率扫描，对本雷达装置10产生干扰。

图10中表示干扰波电平与本雷达装置10的噪声电平为相同大小的情况下的结果。从图10可知，在使用fmcw的其他雷达装置的扫描频率为250mhz的接收定时中，干扰检测单元38的输出电平升高。通过进一步增大检测干扰信号的频率分量的系数序列的反复次数，也能够进一步提高检测灵敏度。

这样，根据实施方式1，在雷达发送单元20中设置无发送雷达发送信号的干扰测定区间，在雷达接收单元30中，在干扰测定区间中进行本雷达装置10的通过频带内的特定的频率分量的检测，进行干扰信号分量的检测。在其他雷达装置发送fmcw波作为干扰波的情况下，fmcw波被调频，被发送的频率分量具有变化的性质，所以通过在干扰测定区间中进行本雷达装置的通过频带内的特定的频率分量的检测，可进行来自其他雷达装置的干扰的检测。

此外，通过将干扰检测单元38的用于提取特定的频率分量的系数序列的反复数增多，能够提高检测灵敏度。此外，不使用快速傅立叶变换处理所代表的频率分析处理，干扰检测单元38能够以简单的电路结构来提取特定的频率分量，能够实现干扰检测。

(实施方式2)

在本发明的实施方式2中，说明频率扫描和雷达发送间隔之间的关系性。

使用fmcw的其他雷达装置的频率扫描周期，有以所谓数十微秒级的比较的快速的周期进行频率扫描的类型(快速调频型)和以所谓毫秒级或数十毫秒级的比较慢的周期进行频率扫描的类型(低速调频型)。

在本雷达装置10的干扰测定区间比使用fmcw的其他雷达装置的频率扫描周期长，在其他雷达装置进行频率扫描的频率范围内，含有本雷达装置10的信号频带内包含的频率分量的情况下，在1次的干扰测定区间中可进行检测。

另一方面，在本雷达装置10的干扰测定区间比使用fmcw的其他雷达装置的频率扫描周期短，在其他雷达装置进行频率扫描的频率范围内，即使在含有本雷达装置10的信号频带内包含的频率分量的情况下，也有在测距区间内其他雷达装置扫描本雷达装置10的信号频带内包含的频率分量，有可能在干扰测定区间中干扰信号检测上失败。

对于上述的干扰信号检测的不良，通过在干扰检测单元38中，使用检测在信号频带内包含的多个特定的频率分量的结构，能够提高干扰波的检测几率。

图11表示检测两个频率分量作为特定的频率分量的干扰检测单元38的结构。作为第1频率分量及第2频率分量，也可以使用正负的频率分量。例如，通过第1频率分量提取单元51使用{fs1，fs2，fs3，fs4}＝{1，j，－1，－j}，第2频率分量提取单元71使用{fs1，fs2，fs3，fs4}＝{1，－j，－1，j}，能够提取特定的正负频率分量±ns/(2tp)。

在本雷达装置10的干扰测定区间比使用fmcw的其他雷达装置的频率扫描周期短1/d(d为任意数)左右的情况下，通过设置在本雷达装置10的信号频带内以大致均等的频率间隔检测d个左右的频率分量的干扰检测单元38，能够提高干扰波的检测几率。

(实施方式3)

图12是表示本发明的实施方式3的雷达装置80的结构的框图。图12与图1的不同点在于，删除干扰对策控制单元13，将相关运算单元40变更为相关运算单元81，将加法运算单元41变更为加法运算单元82，将方向估计单元43变更为方向估计单元85，并追加了第2加法运算单元83和每角度干扰分量检测单元84。

除了在测距区间中，相关运算单元81还在干扰测定区间中进行与相关运算单元40同样的相关运算。除了在测距区间中，加法运算单元82也在干扰测定区间中进行与加法运算单元41同样的加法运算处理。

第2加法运算单元83将对每个离散时刻k得到的来自加法运算单元82的floor(nim/np)个的输出，使离散时刻k的定时一致来进行相干积分。floor(x)是对于实数x输出x以下的最大整数的函数。第2加法运算单元83将相干积分的结果cci(k)输出到每角度干扰分量检测单元84。

每角度干扰分量检测单元84将集中了在第1天线系统处理单元至第na天线系统处理单元中的、分别实施同样的处理所得的来自第2加法运算单元83的输出cci(k)的结果用作下式(23)、(24)中所示的相关向量，对来自目标的反射波，基于接收天线间的相位差进行方向估计，计算每个波束角度的干扰分量(以下，称为“每角度干扰分量”)pi(θu)。方向估计处理进行使用了方向估计单元85中说明的波束形成法的运算处理。

在作为干扰从其他雷达装置接收fmcw波的情况下，与离散时刻k无关地大致一样地检测干扰信号分量，所以通过干扰信号分量在式(23)、(24)中进行离散时刻k(即，距离方向)中的加法运算处理，能够提高检测灵敏度。例如，通过对离散时刻k(即，距离方向)进行n个样本的运算处理，实现5log10(n)[db]的snr改善。例如，通过对512个样本进行加法运算处理，能够实现13db左右的snr改善。

在判定为来自干扰测定区间中的干扰判定单元39的输出是有干扰分量的情况下，每角度干扰分量检测单元84将每角度干扰分量pi(θu)输出到方向估计单元85。另一方面，在判定为来自干扰判定单元39的输出无干扰分量的情况下，每角度干扰分量检测单元84将其输出到方向估计单元85，作为每角度干扰分量pi(θu)都为零。

对于在测距区间中算出的第w的到来方向估计值doa(k，fs，w)、以及其离散时刻k、多普勒频率fsδφ以及评价函数值p(doa(k，fs，w)，k，fs，w)，方向估计单元85基于干扰测定区间中检测到的每角度干扰分量pi(θu)设定每个角度的判定阈值，并在算出的第w的到来方向估计值doa(k，fs，w)大于αpi(θu)的情况下输出，作为由本雷达装置80检测到的目标的信号。再有，α是规定的系数值。

通过以上处理，在干扰测定区间中，能够检测每个角度的干扰分量，基于每个角度的干扰功率，能够对每个角度可变地设定检测判定阈值。由此，能够降低将干扰分量误检测为由本雷达装置80检测到的目标的信号的几率。此外，通过在干扰测定区间中进行与测距区间相同的相关运算处理、相干加法运算处理，能够根据测距区间中实际地发生的干扰状况，对每个角度可变地设定检测判定阈值。

(变形例1)

不限于上述实施方式2的雷达装置的结构，也可以是图13所示的结构。相对于图12，图13删除了干扰检测单元38及干扰判定单元39。

(变形例2)

雷达发送信号生成单元21不限于图1所示的结构，也可以是图14所示的结构。图14的雷达发送信号生成单元21包括码存储单元91及d/a变换单元92。码存储单元91预先存储码序列，顺序循环地读出所存储的码序列，并输出到d/a变换单元92。

d/a变换单元92将从码存储单元91输出的数字信号变换为模拟的基带信号，并输出到rf发送单元25。

作为本发明的实施方式的各种形态，包含以下形态。

第1发明的雷达装置包括：接收单元，在停止了来自本雷达装置的雷达发送信号的发送的干扰测定区间中，接收从其他雷达装置发送的雷达发送信号；a/d变换单元，将由所述接收单元接收到的、来自所述其他雷达装置的雷达发送信号从模拟信号变换为数字信号；以及干扰检测单元，进行所述数字信号即离散样本和规定的系数序列之间的相关运算，将所述数字信号中包含的规定的频率分量作为干扰信号分量来检测。

第2发明的雷达装置是上述第1发明的雷达装置，所述干扰检测单元使用重复了所述规定的系数序列所得的系数序列进行相关运算。

第3发明的雷达装置是上述第1发明的雷达装置，还包括：发送单元，其在所述干扰测定区间中停止雷达发送信号的发送，并在测定从本雷达装置至目标的距离的测距区间中，发送雷达发送信号。

第4发明的雷达装置是上述第3发明的雷达装置，还包括：发送控制单元，周期性地切换所述干扰测定区间和测距区间。

第5发明的雷达装置是上述第1发明的雷达装置，还包括：干扰判定单元，在所述干扰测定区间中比较所述检测到的干扰信号分量和规定的判定电平，在所述干扰信号分量为所述判定电平以下时，判定为无干扰分量，在所述干扰信号分量超过所述判定电平时，判定为有干扰分量。

第6发明的雷达装置是上述第3发明的雷达装置，还包括：干扰对策控制单元，基于在所述干扰测定区间中所述检测到的干扰判定结果，进行接续的所述测距区间中的干扰对策的控制。

第7发明的雷达装置是上述第6发明的雷达装置，所述干扰对策控制单元变更本雷达装置的载波频率。

第8发明的雷达装置是上述第6发明的雷达装置，在整个规定的时间间隔，所述干扰对策控制单元变更本雷达装置的天线的指向性。

第9发明的雷达装置的上述第6发明的雷达装置，在整个规定的时间间隔，所述干扰对策控制单元在所述测距区间中增长雷达发送信号的码长。

第10发明的雷达装置是上述第1发明的雷达装置，所述规定的系数序列包含系数序列{1、－j、－1、j}(其中，j是虚数单位)。

以上，一边参照附图一边说明了各种实施方式，但不言而喻，本发明不限定于这样的例子。只要是本领域技术人员，在权利要求所记载的范畴内，显然可设想各种变更例或修正例，并认可它们当然属于本发明的技术范围。此外，在不脱离发明的宗旨的范围中，也可以将上述实施方式中的各构成要素任意地组合。

在上述各实施方式中，通过例子说明了用硬件构成本发明的情况，但本发明也可在与硬件的协同中用软件实现。

此外，用于上述各实施方式的说明中的各功能块通常被作为具有输入端子和输出端子的集成电路的lsi来实现。这些功能块既可以被单独地集成为单芯片，也可以包含一部分或全部地被集成为单芯片。虽然这里称为lsi，但根据集成程度，可以被称为ic、系统lsi、超大lsi(superlsi)、或特大lsi(ultralsi)。

此外，集成电路化的方法不限于lsi，也可使用专用电路或通用处理器来实现。也可以使用可在lsi制造后编程的fpga(fieldprogrammablegatearray：现场可编程门阵列)、可重构lsi内部的电路单元的连接或设定的可重构处理器(reconfigurableprocessor)。

再者，随着半导体的技术进步或随之派生的其它技术的出现，如果出现能够替代lsi的集成电路化的技术，当然可利用该技术进行功能块的集成化。还存在着适用生物技术等的可能性。

工业实用性

本发明的雷达装置能够适用于包含车辆的移动体。

标号说明

10、80雷达装置

11基准信号生成单元

12发送控制单元

13干扰对策控制单元

20雷达发送单元

21雷达发送信号生成单元

22码生成单元

23调制单元

24lpf

25rf发送单元

26发送天线

30雷达接收单元

31接收天线

32rf接收单元

33放大器

34变频单元

35正交检波单元

36信号处理单元

37a、37ba/d变换单元

38干扰检测单元

39干扰判定单元

40、81相关运算单元

41、82加法运算单元

42多普勒频率分析单元

43、85方向估计单元

51频率分量提取单元

52、72平方计算单元

61a～61c移位寄存器

62a～62d系数乘法器

63加法器

71第2频率分量提取单元

83第2加法运算单元

84每角度干扰分量检测单元

91码存储单元

92d/a变换单元