基于负载的动态频率补偿方法及装置与流程

本发明涉及集成电路设计技术领域，尤其涉及一种基于负载的动态频率补偿方法及装置。

背景技术：

随着智能手机的日益普及，人们对移动智能终端液晶显示屏的显示效果提出了越来越高的要求，宽屏高分辨率高性能的显示效果成为了主流。因此，对移动智能终端液晶显示屏驱动芯片的功能和性能也提出了越来越高的挑战。

电荷泵是液晶显示屏驱动芯片中重要的电源管理单元，为液晶分子提供偏转电压，当所有像素阵列中的液晶分子翻转时，响应的瞬态电流会发生大的瞬态过冲，而电荷泵来不及响应，因此，需要若干个时钟周期的充放电，才能恢复到稳定的状态。随着屏幕分辨率的提高，对WVGA（Wide Video Graphics Array），HD（High Definition）等高分辨率显示器而言，在帧频一定的情况下，当摆幅最大负载最重时，对显示需要的GAMMA曲线校正的电压驱动输出在1/3行时间内要达到95%稳态值，这样随着像素点阵的增加，留给瞬态响应的时间变得越来越短，因此，对电源系统而言，需要更加快速的瞬态响应速度，即更短的电源恢复时间，因此，给电荷泵单元的稳定性和快速响应能力提出了更高的挑战。

为解决上述技术问题，现有技术中通常采用如下两种方法：

方法一是利用反馈控制，参考图1所示，电荷泵电路的输出端连接比较器的负输入端，输出端电压OUTPUT与参考电压Reference Voltage比较，输出比较后的Flag信号，用于调节电荷泵电路的充放电过程，使输出端电压OUTPUT保持在Reference Voltage的附近，提高输出端电压的精度。但是，这种方法产生的纹波较大，并且其输出端电压瞬态响应的上升时间受比较器以及时钟周期的影响，会产生一定的系统延迟，因此，对大电流负载响应时间而言，其改善程度有限。

方法二是利用电阻Rz和电容Cc的弥勒补偿（Miller）方法，能够实现更小的纹波。但是这种方法实现的系统带宽BW=gm1/2πCc，若要提高系统的响应速度，则需要增加gm1，或者减小补偿电容Cc。前者需要增加晶体管的宽长比W/L或者偏置电流，后者则需要牺牲相位裕度，带来不稳定性。此外，在宽屏高分辨率的显示条件下，如图2所示，在负载电流Iload为较宽的大负载电流Imax变化范围内，系统的次极点会随着负载电流的变化而变化，这种方法产生零点Z1=1/(Rz-1/gm2)Cc来补偿，则相对固定的零点Z1难以适应次极点P2的变化范围，从而影响系统的稳定性。

因此，有必要提出一种更快速的电源系统的响应方法，从而满足宽频高分辨率的显示以及大负载对电源系统的响应速度的要求。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一基于负载的动态频率补偿方法及装置，解决现有技术中电荷泵电路难以快速响应，并保持稳定性的技术问题。

为了解决上述技术问题，本发明提供一种基于负载的动态频率补偿方法，该方法实现装置的零点随负载变化，并补偿次极点的变化，从而实现装置的稳定。

可选的，所述装置的零点和次极点随负载的增加而增大，或随负载的减少而减小。

相应的，本发明还提供一种基于负载的动态频率补偿装置，包括：

电荷泵单元，所述电荷泵单元的输出端连接分压模块；

误差放大单元，所述误差放大单元连接所述分压模块；

动态频率补偿单元，所述动态频率补偿单元的一端连接所述误差放大单元的输出端，另一端连接所述电荷泵单元，所述动态频率补偿单元实现装置的零点随负载变化，且补偿次极点的变化。

可选的，所述零点和次极点随负载的增加而增大，或随负载的减小而减小。

可选的，所述动态频率补偿电路包括：

第一NMOS晶体管，漏极连接所述误差放大单元的输出端，栅极连接工作电源；

第一电容，所述第一电容的一极连接所述第一NMOS晶体管的源极，另一极连接地端；

第一PMOS晶体管，源极连接工作电源，漏极连接所述电荷泵单元的输入端，栅极连接所述误差放大单元的输出端。

可选的，所述动态频率补偿电路包括：

第一NMOS晶体管，漏极连接所述误差放大单元的输出端，栅极连接工作电源；

第一电容，所述第一电容的一极连接所述第一NMOS晶体管的源极，另一极连接所述电荷泵单元的输出端；

第一PMOS晶体管，源极连接工作电源，漏极连接所述电荷泵单元的输入端，栅极连接所述误差放大单元的输出端。

可选的，所述电荷泵单元的输出端为正的电源电压。

可选的，所述动态频率补偿电路包括：

第一PMOS晶体管，源极连接所述误差放大单元的输出端，栅极连接地端；

第一电容，所述第一电容的一极连接所述第一PMOS晶体管的漏极，另一极连接地端；

第一NMOS晶体管，源极连接地端，漏极连接所述电荷泵单元的输入端，栅极连接所述误差放大单元的输出端。

可选的，所述动态频率补偿电路包括：

第一PMOS晶体管，源极连接所述误差放大单元的输出端，栅极连接地端；

第一电容，所述第一电容的一极连接所述第一PMOS晶体管的漏极，另一极连接所述电荷泵单元的输出端；

第一NMOS晶体管，源极连接地端，漏极连接所述电荷泵单元的输入端，栅极连接所述误差放大单元的输出端。

可选的，所述电荷泵单元的输出端为负的电源电压。

可选的，所述分压单元包括串联的第一电阻和第二电阻，所述第一电阻连接所述于所述电荷泵单元的输出端与所述误差放大单元的输入端之间，所述第二电阻连接于所述误差放大单元的输入端与地端之间。

相对于现有技术，本发明的基于负载的动态频率补偿方法及装置具有以下有益效果：

本发明中，采用动态频率补偿电路对电荷泵单元进行补偿，随着负载电流的变化，零点的频率也随之变化，并用于补偿次极点的变化，使得系统的单位增益带宽增加，不影响系统的稳定性同时提升了响应的速度。

附图说明

图1为现有技术中稳压电荷泵装置的电路示意图；

图2为现有技术方法二中不同负载下增益的变化曲线；

图3为本发明一实施例中电荷泵装置的电路示意图；

图4为本发明实施例一中电荷泵装置的电路示意图；

图5为本发明实施例二中电荷泵装置的电路示意图；

图6为本发明实施例三中电荷泵装置的电路示意图；

图7为本发明实施例四中电荷泵装置的电路示意图；

图8为现有技术方法二中电荷泵装置的仿真结果；

图9为本发明一实施例中电荷泵装置的仿真结果。

具体实施方式

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明。但是本发明能够以很多不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施的限制。

其次，本发明利用示意图进行详细描述，在详述本发明实施例时，为便于说明，所述示意图只是实例，其在此不应限制本发明保护的范围。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，参考图3中所示，本发明提供的基于负载的动态频率补偿装置包括：

电荷泵单元10，所述电荷泵单元10中包括N级的电荷泵电路，电荷泵单元10的输出端连接分压单元20；

误差放大单元30，所述误差放大单元30的一输入端连接所述分压模块20；

动态频率补偿电路40，所述动态频率补偿电路40的一端连接所述运算放大器30的输出端，另一端连接所述电荷泵单元10。

本发明基于负载的动态频率补偿方法中，动态频率补偿电路40能够使得装置的零点与次极点同时随着负载增加而增大，或零点和次极点同时随着负载的减少而减小，从而使得零点能够跟踪补偿次极点的变化，提高电荷泵装置的带宽及响应速度。以下结合附图对本发明基于负载的动态频率补偿方法及装置的具体实施方式进行描述。

实施例一

参考图4所示，本实施例中，所述电荷泵单元10包括多级电荷泵电路，各个电荷泵电路的输出端相连，并连接至分压模块20。所述分压模块20包括串联的第一电阻R1和第二电阻R2，所述第一电阻R1连接所述于所述电荷泵单元10的输出端与所述运算放大器30的输入端之间，所述第二电阻R2连接于所述运算放大器30的输入端与地端GND之间。具体的，第一电阻R1的两级分别连接电荷泵单元10的输出端和运算放大器30的正输入端，所述第二电阻R2的两极分别连接所述运算放大器30的正输入端和地端GND。所述分压模块20用于对所述电荷泵单元10的输出电压VOUT进行分压，提供给所述误差放大单元30，误差放大单元将分压后的电压信号进行比较、放大。

具体的，误差放大单元30为运算放大器，分压单元20连接运算放大器30的正输入端，运算放大器的负输入端连接一参考电压VREF，分压单元提供给运算放大器的电压为VOUT×（R2/R1+R2），运算放大器并将该电压与负输入端的参考电压VREF进行比较、放大，将比较后的电压信号提供给动态频率补偿电路40。当然，本发明的中的误差放大单元并不限于为运算放大器，还可以为其他具有信号放大功能的电路。此外，运算放大器的正、负输入端的连接关系并于限于此，还可以正输入端连接参考电压，此为根据实际电路结构进行的设置，本发明对此不予限制。

继续参考图4所示，本实施例中的动态频率补偿电路30包括：

第一NMOS晶体管MT，所述第一NMOS晶体管MT的漏极连接所述运算放大器30的输出端，栅极连接工作电源VDD；

第一电容Cc，所述第一电容Cc的一极连接所述第一NMOS晶体管MT的源极，另一极连接地端GND；

第一PMOS晶体管MREG，所述第一PMOS晶体管MREG的源极连接工作电源VDD，漏极连接所述电荷泵单元10的输入端，栅极连接所述运算放大器30的输出端。

本实施例中，将运算放大器30正输入端的电压与参考电压VREF进行比较，并将比较后的电压信号提供到第一PMOS晶体管MREG的栅极，控制第一PMOS晶体管MREG的开关。

运算放大器输出的电压经过动态频率补偿电路之后，输出调整的电压信号VREG给电荷泵单元10，从而输出稳定的电压VOUT，本实施例中，所述电荷泵单元10的输出端的电压VOUT为正电源电压，例如，3V~5V的正电源电压，且

。

电荷泵装置的次极点大小为： (1)

电荷泵装置的零点大小为： (2)

电荷泵装置工作过程中，第一NMOS晶体管MT工作在线性区，等效成阻值为Rt的电阻，第一PMOS晶体管MREG工作在饱和区，需保证第一PMOS晶体管MREG栅源之间的压差和第一NMOS晶体管MT栅源之间的压差相等，并等于工作电源VDD与运算放大器30输出端电源的差值，即：VGSP=VGSN=VDD-VG。

调整第一PMOS晶体管MREG的，假设VTHP≈VTHN，则第一NMOS晶体管MT的电阻为：

≈ (3)

则零点的大小≈ (4)

其中，μn为电子迁移率，Coxn为NMOS晶体管单位面积栅氧电容，（W/L）n为第一NMOS晶体管MT的宽长比，Kn表示第一NMOS晶体管MT的μnCoxn（W/L）n系数，Kp表示第一PMOS晶体管MREG的μpCoxp（W/L）p系数，μp为空穴迁移率，Coxp为PMOS晶体管单位面积栅氧电容，（W/L）p为第一NMOS晶体管MT的宽长比，λ为第一PMOS晶体管MREG的沟道长度调制系数，Iload为负载电流。

由公式(1)和(4)，可知零点Z1与次极点P2都正比于负载电流Iload。因此，随着负载电流Iload的增加，零点Z1和次极点P2均增加，或随着负载电流的减小，零点Z1和次极点P2均减小，通过调整第一NMOS晶体管的Kn系数、第一PMOS晶体管的Kp系数以及第一电容Cc的大小，例如，通过改变MOS晶体管制备过程中的离子掺杂浓度等工艺条件，使得零点Z1与次极点P2同时随着负载增加，从而零点Z1能够跟踪补偿次极点P2，则电荷泵装置能够跟踪负载电流Iload的变化，实现更高的系统带宽，获得更快的瞬态响应。

实施例二

与实施例一中不同的是，参考图5所示，所述动态频率补偿电路40包括：

第一NMOS晶体管MT，所述第一NMOS晶体管MT的漏极连接所运算放大器30的输出端，栅极连接工作电源VDD；

第一电容Cc，所述第一电容Cc的一极连接所述第一NMOS晶体管MT的源极，另一极连接所述电荷泵单元10的输出端；

第一PMOS晶体管MREG，所述第一PMOS晶体管MREG的源极连接工作电源VDD，漏极连接所述电荷泵单元10的输入端，栅极连接所述运算放大器30的输出端。

本实施例中的动态频率补偿的原理与实施例一中相同，通过调整第一NMOS晶体管的Kn系数、第一PMOS晶体管的Kp系数以及第一电容Cc的大小，使得补偿负载的变化零点Z1和次极点P2同时随负载的增加而增大，或同时随负载的减少而减小，零点能够跟踪补偿次极点，实现高的带宽增益及快的瞬态响应，在此不做赘述。需要说明的是，本实施例中的第一NMOS晶体管MT和第一电容Cc串联在电荷泵单元和第一PMOS晶体管MREG栅极的两端，而实施例一中的第一PMOS晶体管MREG和第一电容Cc连接于运算放大器的输出端，使得实施例二中第一电容Cc的电容值可以设置的较小，从而减小电路的面积。

实施例三

与实施例一中不同的是，本实施例中，所述电荷泵单元10的输出端电压VOUT为负的电源电压，例如为3V~5V的负电压。参考图6所示，所述动态频率补偿电路40包括：

第一PMOS晶体管MT，所述第一NMOS晶体管MT的源极连接所述运算放大器的输出端，栅极连接地端；

第一电容Cc，所述第一电容Cc的一极连接所述第一PMOS晶体管MT的漏极，另一极连接所述电荷泵单元10的输出端；

第一NMOS晶体管MREG，所述第一NMOS晶体管MREG的源极连接地端GND，漏极连接所述电荷泵单元10的输入端，栅极连接所述运算放大器30的输出端。

本实施例中，将运算放大器30正输入端的电压与参考电压VREF进行比较，并将比较后的电压信号提供到第一NMOS晶体管MREG的栅极，控制第一NMOS晶体管MREG的开关。

运算放大器输出的电压经过动态频率补偿电路之后，输出调整的电压信号VREG给电荷泵单元10，从而输出稳定的电压VOUT，本实施例中，所述电荷泵单元10的输出端的电压VOUT为负电源电压，例如，-3V~-5V的正电源电压，且

。

电荷泵装置的次极点大小为： (1)

电荷泵装置的零点大小为： (2)

电荷泵装置工作过程中，第一PMOS晶体管MT工作在线性区，等效成阻值为Rt的电阻，第一NMOS晶体管MREG工作在饱和区，需保证第一NMOS晶体管MREG栅源之间的压差和第一PMOS晶体管MT栅源之间的压差相等，并等于地端GND与运算放大器30输出端电源的差值，即：VGSP=VGSN=VG-GND。

调整第一NMOS晶体管MREG的，假设VTHP≈VTHN，则第一PMOS晶体管MT的电阻为：

≈ (3)

则零点的大小≈ (4)

其中，μp为空穴迁移率，Coxp为NMOS晶体管单位面积栅氧电容，（W/L）p为第一PMOS晶体管MT的宽长比，Kp表示第一PMOS晶体管MT的μpCoxp（W/L）p系数，Kn表示第一NMOS晶体管MREG的μnCoxn（W/L）n系数，μn为电子迁移率，Coxn为NMOS晶体管单位面积栅氧电容，（W/L）n为第一NMOS晶体管MREG的宽长比，λ为第一NMOS晶体管MREG的沟道长度调制系数，Iload为负载电流。

由公式(1)和(4)，可知零点Z1与次极点P2都正比于负载电流Iload。因此，随着负载电流Iload的增加，零点Z1和次极点P2均增加，或随着负载电流的减小，零点Z1和次极点P2均减小，通过调整第一NMOS晶体管的Kn系数、第一PMOS晶体管的Kp系数以及第一电容Cc的大小，例如，通过改变MOS晶体管制备过程中的离子掺杂浓度等工艺条件，使得零点Z1与次极点P2同时随着负载增加，从而零点Z1能够跟踪补偿次极点P2，则电荷泵装置能够跟踪负载电流Iload的变化，实现更高的系统带宽，获得更快的瞬态响应。

实施例四

与实施例三中不同的，参考图7所示，本实施例中，所述动态频率补偿电路包括：

第一PMOS晶体管MT，所述第一PMOS晶体管MT的源极连接所述电荷泵单元10的输入端，栅极连接地端GND；

第一电容Cc，所述第一电容Cc的一极连接所述第一PMOS晶体管MT的漏极，另一极连接所述电荷泵单元10的输出端；

第一NMOS晶体管MREG，所述第一NMOS晶体管MREG的源极连接地端GND，漏极连接所述电荷泵单元10的输入端，栅极连接所述运算放大器30的输出端。

本实施例中的动态频率补偿的原理与实施例三中相同，通过调整第一NMOS晶体管的Kn系数、第一PMOS晶体管的Kp系数以及第一电容Cc的大小，使得补偿负载的变化零点Z1和次极点P2同时随负载的增加而增大，或同时随负载的减少而减小，零点能够跟踪补偿次极点，实现高的带宽增益及快的瞬态响应，在此不做赘述。

参考图8和图9所示，现有技术的图1中的电荷泵装置与本发明的电荷泵装置在负载最大Imax或最小Imin时的仿真结果如表一中所示。从表一中可以看出，现有技术中的弥勒补偿方法的带宽约为241~293KHz，而本发明的电荷泵装置的带宽约为834~1180KHz，远高于现有技术中的电荷泵装置。并且，本发明中不同负载下并不影响相位裕度。

表一

综上所述，本发明中，采用跟踪负载的动态频率补偿电路对电荷泵单元进行补偿，随着负载电流的增加，动态零点的频率也随之增加，因此，系统的单位增益带宽增加，不影响系统的稳定性同时提升了响应的速度。

本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。