电子装置的制作方法

本公开内容涉及一种电子装置，且特别涉及一种节省功率损耗的电子装置。

背景技术

早期的照明装置大多采用白炽灯泡、日光灯管，然而随着照明技术、半导体技术的成熟，目前的发光二极管(lightemittingdiode,led)不仅可以具有高发光效率且同时节省用电功率。用以驱动发光二极管发光的驱动器亦因此蓬勃发展。

然而目前常见的发光二极管驱动器通常由直流输出电压源以及线性恒流电路构成。为了降低线性恒流电路的损耗，通常会调节直流输出电压源的输出电压，使得线性恒流电路的跨压被控制在一定范围内而避免线性恒流电路产生过多损耗。但也因为用以控制线性恒流电路的电压基准为一固定值，使得驱动器即使处于轻载的状况下其效率仍然无法得到优化。

此外，目前的驱动器中在输出短路的时候通常是停止直流输出电压源的输出电压来做保护，然而此一作法在多路负载并联的应用中并无法单独保护多路负载中的各路负载，因此当其中一路负载短路的时候将会造成其他路负载的输出也受到影响。另外，一般线性恒流电路受到其中的元件特性的限制，使得驱动器在发光二极管调光的应用中并无法达到很宽的调光范围。

技术实现要素：

本公开内容的一实施例是在提供一种电子装置。电子装置包含电压转换单元、第一负载单元、电流调控单元以及控制单元。电压转换单元用以将输入电压转换为输出电压。第一负载单元具有第一端用以接收输出电压，以及第二端。电流调控单元电性耦接第一负载单元的第二端，用以根据第一电流基准信号控制流经第一负载单元的第一驱动电流。控制单元电性耦接第一负载单元以及电压转换单元，用以根据第一电流基准信号产生第一电压基准信号，并根据第一负载单元的第二端电位以及第一电压基准信号产生第一控制信号至电压转换单元。

本公开内容的另一实施例是在提供一种电子装置。电子装置包含电压转换单元、多个负载单元、多个电流调控单元以及控制单元。电压转换单元用以将输入电压转换为输出电压。每一负载单元具有第一端用以接收输出电压，以及第二端。每一电流调控单元各自电性耦接负载单元的第二端，电流调控单元用以根据电流基准信号控制流经每一负载单元的驱动电流。控制单元电性耦接负载单元以及电压转换单元，用以根据电流基准信号产生至少一电压基准信号，并根据负载单元的第二端电位以及电压基准信号产生第一控制信号至电压转换单元。

在本公开中通过调整线性恒流电路所接收的电流基准信号，以及根据电压基准信号所产生的控制信号来控制电压转换单元，节省了电子装置处于轻负载的情况下的功率损耗。另外，在一些实施例中通过本公开的恒功率保护电路，使得电子装置在多路负载并联的应用中能够单独保护多路负载中的各路负载。又在一些实施例中，通过辅助电流调控单元的设置使得电子装置在调光的应用中扩大了调光范围。

附图说明

为让本发明的上述和其他目的、特征、优点与实施例能更明显易懂，附图说明书附图的说明如下。

图1是根据本公开内容的一实施例所绘示的一种电子装置的示意图；

图2是绘示图1中的电流调控单元的示意图；

图3是根据本公开内容的一实施例所绘示的一种晶体管的阻抗特征曲线的示意图；

图4a是根据本公开内容的一实施例所绘示的一种反馈控制电路的示意图；

图4b是根据本公开内容的一实施例所绘示的一种反馈控制电路的示意图；

图5是根据本公开内容的一实施例所绘示的一种电子装置的示意图；

图6是绘示图5中的辅助电流调控单元的示意图；

图7是根据本公开内容的一实施例所绘示的一种电子装置的示意图；

图8是绘示图7中的电流调控单元的示意图；

图9是根据本公开内容的一实施例所绘示的一种电子装置的示意图；

图10是根据本公开内容的一实施例所绘示的一种反馈控制电路的示意图；

图11是根据本公开内容的一实施例所绘示的一种电子装置的示意图；以及

图12是根据本公开内容的一实施例所绘示的一种电子装置的示意图。

附图标记说明：

100,500,700,900,1100,1200：电子装置

110：电压转换单元

120,720：负载单元

130,730：电流调控单元

140,740,940,1140,1240：控制单元

141,146,147：运算器

142,942：电压基准计算电路

143：电压取样电路

144,944：比较电路

145,401,402,945：反馈控制电路

148,1167：储存器

149：加法器

150：辅助电流调控单元

411：振荡器

412：数字脉宽调变器

413：计数器

421：锯齿波产生器

422,1163,1164：比较器

710：电压最小值选择电路

750：电流最大值选择电路

901：最大值选择器

1160：恒功率保护电路

1161,1162：乘法器

1165,1166：与门

a,b,c：端点

ib1,ib1’,ib2：电流基准信号

vb1,vb2：电压基准信号

id1,id2：驱动电流

id1’：第一分流

id1”：第二分流

m1,m2,m1’：晶体管

r1,r2,r1’：电阻

rm：阻抗

s1,s2：保护信号

op1,op2,op1’：运算放大器

vc0,vc0’：比较信号

vc1,vc2,vc2’：控制信号

vd：调光信号

vin：输入电压

vout：输出电压

具体实施方式

以下公开提供许多不同实施例或例证用以实施本发明的不同特征。特殊例证中的元件及配置在以下讨论中被用来简化本公开。所讨论的任何例证只用来作解说的用途，并不会以任何方式限制本发明或其例证的范围和意义。此外，本公开在不同例证中可能重复引用数字符号且/或字母，这些重复皆为了简化及阐述，其本身并未指定以下讨论中不同实施例且/或配置之间的关系。

在全篇说明书与权利要求所使用的用词(terms)，除有特别注明外，通常具有每个用词使用在此领域中、在此公开公开的内容中与特殊内容中的平常意义。某些用以描述本公开公开的用词将于下或在此说明书的别处讨论，以提供本领域技术人员在有关本公开公开的描述上额外的引导。

关于本文中所使用的『耦接』或『连接』，均可指二或多个元件相互直接作实体或电性接触，或是相互间接作实体或电性接触，而『耦接』或『连接』还可指二或多个元件相互操作或动作。在本文中，使用第一、第二与第三等等的词汇，用于描述各种元件、组件、区域、层与/或区块是可以被理解的。但是这些元件、组件、区域、层与/或区块不应该被这些术语所限制。这些词汇只限于用来辨别单一元件、组件、区域、层与/或区块。因此，在下文中的一第一元件、组件、区域、层与/或区块也可被称为第二元件、组件、区域、层与/或区块，而不脱离本发明的本意。如本文所用，词汇『与/或』包含了列出的关联项目中的一个或多个的任何组合。

请参阅图1，图1是根据本公开内容的一实施例所绘示的一种电子装置100的示意图。电子装置100包含电压转换单元110、负载单元120、电流调控单元130以及控制单元140。电压转换单元110可以是升压式架构(boost)转换器、降压式(buck)架构转换器、正向式架构(forward)转换器、反激式架构(flyback)转换器或是任意电压转换器。负载单元120可以是由发光二极管、电阻或是任意可汲取能量的负载元件所组成，图1仅为方便说明将负载单元120以串联的发光二极管绘示，实际应用中本公开并不以此为限。电子装置100可以应用于任何包含电压转换器的电子装置中，本公开并不以上述示例为限。

电压转换单元110用以将输入电压vin转换为输出电压vout。其中输入电压vin可以是直流电压或交流电压，输出电压vout为直流电压。也就是说，无论输入电压vin为直流电压或交流电压，通过电压转换单元110，输入电压vin皆可以被转换成任意电压的直流电压。亦即电压转换单元110为一直流/直流(dc/dc)转换器或交流/直流(ac/dc)转换器。

负载单元120具有第一端a用以接收输出电压，以及第二端b。如图1所示，负载单元120包含三个发光二极管串联耦接。实际应用中，发光二极管的数目可以为三个以上或其他任意个数，且如同先前所述负载单元120可以是由电阻或是任意可汲取能量的负载元件所组成，本公开并不以此为限。

电流调控单元130电性耦接负载单元120的第二端b，用以根据电流基准信号ib1控制流经负载单元120的驱动电流id1。控制单元140电性耦接负载单元120以及电压转换单元110，控制单元140用以根据电流基准信号ib1产生电压基准信号vb1，并根据负载单元120的第二端b电位以及电压基准信号vb1产生控制信号vc1至电压转换单元110。

一般来说，流经负载单元120中发光二极管的驱动电流id1正相关于发光的亮度，也就是说，当驱动电流id1越大时，发光二极管发光的亮度也越高。故在此实施例中，通过电流调控单元130控制流经负载单元120的驱动电流id1，即可改变负载单元120中发光二极管发光的亮度。进一步来说，电子装置100可以从外部接收调光信号vd，调光信号vd可以例如是0～10v模拟电压信号、脉宽调变信号(pulsewidthmodulation,pwm)或是任意型式的电信号。控制单元140会根据调光信号vd产生一个恒流基准信号ib1，再将恒流基准信号ib1传送给线性恒流电路130。如图1所示，恒流基准信号ib1可以例如是通过控制单元140中的运算器141产生，运算器141可以是单晶片(microcontrollerunit,mcu)、算术逻辑器(arithmeticlogicunit,alu)、中央处理器(centralprocessingunit,cpu)或是任何具有逻辑运算功能的逻辑电路，本公开并不以此为限。线性恒流电路130会根据此恒流基准信号ib1将驱动电流id1控制在恒流基准信号ib1所对应的电流值。

具体来说，请一并参阅图1以及图2，图2是绘示图1中的电流调控单元130的示意图。如图2所示，电流调控单元130包含晶体管m1、电阻r1以及运算放大器op1。晶体管m1具有第一端电性耦接负载单元120、第二端以及控制端。电阻r1电性耦接晶体管m1的第二端，其中晶体管m1操作于线性区间。运算放大器op1具有第一端用以接收电流基准信号ib1、第二端电性耦接晶体管m1的第二端，以及输出端电性耦接晶体管m1的控制端并输出控制信号vc2至晶体管m1的控制端。

实际应用中晶体管m1可为n型金氧半场效晶体管(nmosfet)、n型双极性接面晶体管、p型金氧半场效晶体管(pmosfet)、p型双极性接面晶体管或其他等效的晶体管，本公开并不以此为限。一般来说，晶体管可以操作于截止区间、非线性区间、线性区间，当晶体管操作于线性区间时其控制端电压约略正相关于流经晶体管的电流，故在此实施例中晶体管m1操作于线性区间并通过运算放大器op1传送来的控制信号vc2来控制驱动电流id1的大小。举例来说，当运算放大器op1的第一端所接收的电流基准信号ib1高于运算放大器op1的第二端的电位，则运算放大器op1所输出的控制信号vc2的电位会随之上升而增加晶体管m1的导通程度，进而使驱动电流id1上升而增加运算放大器op1的第二端的电位。相反地，当运算放大器op1的第一端所接收的电流基准信号ib1低于运算放大器op1的第二端的电位，则运算放大器op1所输出的控制信号vc2的电位会随之下降而降低晶体管m1的导通程度，进而使驱动电流id1下降而降低运算放大器op1的第二端的电位。因此，使得晶体管m1可以根据电流基准信号ib1控制驱动电流id1。

请继续参阅图1，控制单元140还包含电压基准计算电路142、电压取样电路143、比较电路144以及反馈控制电路145。电压基准计算电路142用以根据电流基准信号ib1计算电阻r1的电压差vr1，根据电流基准信号ib1计算晶体管m1的阻抗rm以及根据电流基准信号ib1和晶体管m1的阻抗rm计算晶体管m1的电压差vr2，其中电压基准信号vb1正相关于电压差vr1以及电压差vr2之和。电压取样电路143，用以取样负载单元120的第二端b电位。比较电路144电性耦接电压取样电路143和比较电路144，用以根据负载单元120的第二端b电位以及电压基准信号vb1产生比较信号vc0。反馈控制电路145电性耦接比较电路144，反馈控制电路145用以根据比较信号vc0产生控制信号vc1。

进一步来说，在本实施例中电压基准计算电路142可以包含运算器146、147、储存器148、以及加法器149，然而此实施例仅为方便说明而绘示，实际应用中电压基准计算电路142所包含的元件并不以上述示例为限。同样地，运算器146、147可以是单晶片(microcontrollerunit,mcu)、算术逻辑器(arithmeticlogicunit,alu)、中央处理器(centralprocessingunit,cpu)或是任何具有逻辑运算功能的逻辑电路，本公开并不以此为限。储存器148可以是挥发性存储器、非挥发性存储器或任何具有储存功能的存储器，本公开并不以此为限。

电压基准计算电路142中的运算器146、147会先接收电流基准信号ib1。实际上，由上述可知晶体管m1可以根据电流基准信号ib1控制驱动电流id1，而电流基准信号ib1即代表着当前的驱动电流id1值。因此运算器146、147可以根据电流基准信号ib1分别计算电阻r1的电压差vr1和晶体管m1的电压差vr2。

关于电阻r1的电压差vr1，运算器146将电阻r1的阻值乘以当前的驱动电流id1值而取得。另一方面，关于晶体管m1的电压差vr2，在此实施例中，储存器148用以储存晶体管m1操作于线性区时的阻抗特征曲线。在此可一并参阅图3，图3是根据本公开内容的一实施例所绘示的一种晶体管m1的阻抗特征曲线的示意图。如图3所示，曲线表示晶体管m1处于完全导通的线性区时的阻抗rm。晶体管m1的阻抗rm随驱动电流id1变化的值储存于图1中的储存器148中。因此运算器147可以随时查阅储存器148中的数据，得到不同驱动电流id1下晶体管m1对应的阻抗rm。接着，运算器147再将查阅到的当前驱动电流id1所对应的晶体管m1的阻抗rm大小乘上当前驱动电流id1，而得到晶体管m1的电压差vr2。需补充的是，图3中的阻抗特征曲线并未考虑温度因素，实际应用中晶体管m1的阻抗rm会受到温度影响，故在此情况下需要另外考虑温度因素后的阻抗特征曲线。

如图1所示，计算出电阻r1的电压差vr1和晶体管m1的电压差vr2后，电压差vr1、vr2会被进一步传送至加法器149而产生电压基准信号vb1，故电压基准信号vb1正相关于电压差vr1以及电压差vr2之和。

在一些实施例中，由于电压转换单元110在转换操作时可能会有纹波(ripple)产生，故为了避免电流调控单元130中的晶体管m1受到电压转换单元110的纹波影响而无法正常操作于线性区，在此情况下加法器149所产生的电压基准信号vb1可能另外包含一余量(例如10％)。举例来说，假设晶体管m1最大的承载电流为1安培(amp)，且当前驱动电流id1为1安培(amp)，电阻r1为0.5欧姆(ω)，由图3可以得知，当驱动电流id1为1安培(amp)的时候，晶体管m1的阻抗rm为4欧姆(ω)，因此电流调控单元130至少具有(0.5+4)×(1)＝4.5伏特(volt)的电压差，亦即电压基准信号vb1在此例中的理论值可以为4.5伏特(volt)。然而为了避免电流调控单元130中的晶体管m1受到电压转换单元110的纹波影响而无法正常操作于线性区，在此例中可以取电压基准信号vb1另外包含一余量(例如10％)亦即4.5×(1+10％)＝4.95伏特(volt)而确保电流调控单元130正常操作。在其他实施例中，余量可以为5％、20％或任意倍数，本公开并不以此为限。

在另一例中，假设当前驱动电流id1为0.5安培(amp)时，由图3可以得知，当驱动电流id1为0.5安培(amp)的时候，晶体管m1的阻抗rm为3.8欧姆(ω)，而电阻r1同样地为0.5欧姆(ω)，因此电流调控单元130至少具有(0.5+3.8)×(0.5)＝2.15伏特(volt)的电压差，亦即电压基准信号vb1在此例中的理论值可以为2.15伏特(volt)。同样地可以取电压基准信号vb1另外包含一余量(例如10％)亦即2.15×(1+10％)＝2.365伏特(volt)而确保电流调控单元130正常操作。由上述两例比较可以得知，在本实施例中当驱动电流id1较小时，由加法器149所产生的电压基准信号vb1亦随的降低，因此当驱动电流id1较小时可以节省功率损耗，例如以上述两例的数值为例约节省0.5×(4.95-2.365)＝1.29瓦特(watt)。须注意的是，上述所列举的数值仅用以举例说明，并非用以限制或建议必须使用该数值。

请继续参阅图1，电压取样电路143可以例如包含串联电阻通过提取分压的方式以取样负载单元120的第二端b电位。比较电路144用以根据负载单元120的第二端b电位以及电压基准信号vb1产生比较信号vc0，再通过反馈控制电路145根据比较信号vc0产生控制信号vc1至电压转换单元110。此处类似于运算放大器op1的操作方式，举例来说当比较电路144的第一端所接收的电压基准信号vb1高于比较电路144的第二端的电位，则比较电路144所输出的比较信号vc0的电位会随的上升而反馈控制电路145亦同时增加控制信号vc1的电位，进而使电压转换单元110提高输出信号vout的电位。相反地，当比较电路144的第一端所接收的电压基准信号vb1低于比较电路144的第二端的电位，则比较电路144所输出的比较信号vc0的电位会随之下降而反馈控制电路145亦同时降低控制信号vc1的电位，进而使电压转换单元110降低输出信号vout的电位。因此，本公开通过调整线性恒流电路所接收的电流基准信号，以及根据电压基准信号所产生的控制信号来控制电压转换单元，节省了电子装置处于轻负载的情况下的功率损耗。

请参阅图4a以及图4b。第4a图是根据本公开内容的一实施例所绘示的一种反馈控制电路401的示意图。图4b是根据本公开内容的一实施例所绘示的一种反馈控制电路402的示意图。反馈控制电路401、402皆可应用于图1中的反馈控制电路145。反馈控制电路401是数字型的反馈控制电路，反馈控制电路401包含振荡器411、数字脉宽调变器412以及计数器413。数字脉宽调变器412会输出一个方波，而方波的频率由振荡器411产生。比较器144输出的比较信号vc0会进入到计数器413，计数器413再输出计数结果到数字脉宽调变器412，数字脉宽调变器412再根据计数结果产生控制信号vc1，其产生的控制信号vc1可以为脉宽调变信号(pwmsignal)。也就是说，实际上计数器413是根据比较器144输出的比较信号vc0来调变控制信号vc1的脉冲宽度，亦即调变控制信号vc1的占空比，一般来说占空比越高，则比较信号vc0的平均电位亦越高。另一方面，反馈控制电路402是模拟型的反馈控制电路，反馈控制电路402包含锯齿波产生器421以及比较器422。比较器144输出的比较信号vc0会再和锯齿波产生器421产生的锯齿波做比较而产生控制信号vc1，反馈控制电路401和反馈控制电路402的功能相似，其产生的控制信号vc1可以为脉宽调变信号(pwmsignal)，可依据不同的脉冲宽度来控制电压转换单元110，但在其他实施例中并不以脉宽调变信号为限。

请继续参阅图5，图5是根据本公开内容的一实施例所绘示的一种电子装置500的示意图。如图5所示，相较于电子装置100，电子装置500还包含辅助电流调控单元150。辅助电流调控单元150并联耦接电流调控单元130，其中电流调控单元130根据电流基准信号ib1控制驱动电流id1的第一分流id1’，辅助电流调控单元150根据辅助电流基准信号ib1’控制驱动电流id的第二分流id1”。电子装置500中的其他元件的描述同于电子装置100，在此则不另赘述。

请一并参阅图5以及图6，图6是绘示图5中的辅助电流调控单元150的示意图。如图6所示，实际上辅助电流调控单元150与电流调控单元130的电路连接方式皆相同，辅助电流调控单元150包含晶体管m2、电阻r2以及运算放大器op2。晶体管m2具有第一端电性耦接负载单元120、第二端以及控制端。电阻r2电性耦接晶体管m2的第二端，其中晶体管m2操作于线性区间。不同的地方在于辅助电流调控单元150的电阻r2的阻抗与电流调控单元130的电阻r1的阻抗间的比例为n，n为大于10的数值，使得驱动电流id1的第一分流id1’大于驱动电流id1的第二分流id1”。

进一步来说，由于元件特性的限制，电流调控单元130对应调光信号vd所能调整驱动电流id1的范围有其限制，例如调整至驱动电流id1最大值的1％，因此假设电流调控单元130的驱动电流id1调整范围为1a～10ma,在此实施例中可以再并联使用一个辅助电流调控单元150，使驱动电流id1的电流调整范围为10ma～100ua，如此并联使用以后，电子装置500的调光范围就可以被扩展到1a～100ua，亦即从原先的100％～1％扩展到100％～0.01％，而获得更精细的调光范围。而上述的可以通过辅助电流调控单元150的电阻r2的阻抗与电流调控单元130的电阻r1具有不同的阻抗来实施。举例来说，电阻r1为10欧姆(ω)，电阻r2为1000欧姆(ω)，使得驱动电流id1的第一分流id1’大于驱动电流id1的第二分流id1”，藉此达到不同的调光范围。本公开通过辅助电流调控单元的设置使得电子装置在调光的应用中扩大了调光范围。

请参阅图7，图7是根据本公开内容的一实施例所绘示的一种电子装置700的示意图。如图7所示，相较于电子装置100，电子装置700还包含负载单元720、电流调控单元730，亦即电子装置700中包含两个负载单元(120、720)以及两个电流调控单元(130、730)，电流调控单元130、730各自电性耦接负载单元120、720的第二端b、c，电流调控单元130、730用以根据电流基准信号ib1、ib2控制流经负载单元120、720的驱动电流id1、id2，在实际应用中负载单元的数目可以为任意正整数，本公开并不以此为限。也就是说，图7所绘示的电子装置700为多路负载并联的应用。

电流调控单元730的内部实施方式类似于电流调控单元130，在此请一并参阅图8，图8是绘示图7中的电流调控单元730的示意图。图8是绘示图7中的电流调控单元730的示意图。如图8所示，电流调控单元730包含晶体管m1’、电阻r1’以及运算放大器op1’。晶体管m1’具有第一端电性耦接负载单元720、第二端以及控制端。电阻r1’电性耦接晶体管m1’的第二端，其中晶体管m1’操作于线性区间。运算放大器op1’具有第一端用以接收电流基准信号ib2、第二端电性耦接晶体管m1’的第二端，以及输出端电性耦接晶体管m1’的控制端并输出控制信号vc2’至晶体管m1’的控制端。关于电流调控单元730的其他描述实际上类似于电流调控单元130，在此则不另赘述。

此外，相较于控制单元140，控制单元740还包含电压最小值选择电路710以及电流最大值选择电路750。电压最小值选择电路710用以根据负载单元120、720的第二端b、c电位中的最小值产生最小电压信号。电流最大值选择电路750电性耦接电压基准计算电路142，电流最大值选择电路750用以根据电流基准信号ib1、ib2中的最大值产生最大电流信号。举例来说，若经取样电路143取样后的负载单元120的第二端b的电位较负载单元720的第二端c的电位低，则最小电压信号为取样后的负载单元120的第二端b的电位，而若经取样电路143取样后的负载单元720的第二端c的电位较负载单元120的第二端b的电位低，则最小电压信号为取样后的负载单元720的第二端c的电位。类似地，若电流基准信号ib1的值较电流基准信号ib2高，则最大电流信号为电流基准信号ib1的值，而若电流基准信号ib2的值较电流基准信号ib1高，则最大电流信号为电流基准信号ib2的值。同理若电子装置中的负载单元的数目更多时，可依此方式判断出最小电压信号、最大电流信号。

此外，控制单元740根据负载单元120、720的第二端b、c电位中的最小值以及电流基准信号ib1、ib2中的最大值产生控制信号vc1至电压转换单元110。电压基准计算电路142再根据最大电流信号产生电压基准信号vb1。电压基准计算电路142根据最大电流信号计算对应电流基准信号ib1、ib2中的最大值的电流调控单元的电阻的电压差，并计算晶体管的阻抗以及根据晶体管的阻抗计算晶体管的电压差。举例来说，若电流基准信号ib1、ib2中的最大值为电流基准信号ib1，则电压基准计算电路142计算电流调控单元130的电阻r1的电压差vr1，并计算晶体管m1的阻抗rm以及根据晶体管m1的阻抗rm计算晶体管m1的电压差vr2。相反地，若电流基准信号ib1、ib2中的最大值为电流基准信号ib2，则电压基准计算电路142计算电流调控单元730的电阻r1’的电压差vr1’，并计算晶体管m1’的阻抗rm’以及根据晶体管m1’的阻抗rm’计算晶体管m1’的电压差vr2’。

须注意的是，电压基准信号vb1正相关于电压差vr1以及电压差vr2之和(或是电压差vr1’以及电压差vr2’之和)。因此，通过上述方式可以确保最小电压信号大于电压基准信号vb1，而避免任一电流调控单元(130、730)无法操作于线性区间。关于电子装置700中的其他元件的描述同于电子装置100，在此则不另赘述。

在一些实施例中，多路负载并联的应用，并不限制于图7的实施方式，在此请参阅图9，图9是根据本公开内容的一实施例所绘示的一种电子装置900的示意图。图9所示，电子装置900同样地包含电子装置700中的两个负载单元(120、720)以及两个电流调控单元(130、730)，电流调控单元130、730各自电性耦接负载单元120、720的第二端b、c，电流调控单元130、730用以根据电流基准信号ib1、ib2控制流经负载单元120、720的驱动电流id1、id2。

然而电子装置900与电子装置700的差异在于电子装置900中的控制单元940使用不同的方式来避免任一电流调控单元(130、730)无法操作于线性区间，进一步来说，控制单元940相较于控制单元140还包含比较电路944，电性耦接电压取样电路143，比较电路944用以根据负载单元720的第二端c电位以及电压基准信号vb2产生比较信号vc0’。接着再由反馈控制电路945根据比较信号vc0、vc0’的最大值产生控制信号vc1。

进一步来说，控制单元940中的电压基准计算电路942用以根据电流基准信号ib1、ib2计算对应电流调控单元130、730的电阻r1、r1’的电压差vr1、vr1’，以及计算电流调控单元130、730的晶体管m1、m1’的阻抗rm、rm’，并根据电流基准信号ib1、ib2和晶体管m1、m1’的阻抗rm、rm’计算晶体管m1、m1’的电压差vr2、vr2’。

须注意的是，电压基准信号vb1正相关于电流调控单元130的电压差vr1以及电压差vr2之和，而电压基准信号vb2正相关于电流调控单元730的电压差vr1’以及电压差vr2’之和。因此，通过上述方式可以确保经取样电路143取样后的每一路的负载单元(120、720)的第二端电位(b、c)都大于等于对应的电压基准信号(vb1、vb2)，而避免任一电流调控单元(130、730)无法操作于线性区间。关于电子装置700中的其他元件的描述同于电子装置100，在此则不另赘述。

需补充的是，反馈控制电路945的实施方式可以例如是图4反馈控制电路402另外包含最大值选择器901，如图10所示。图10是根据本公开内容的一实施例所绘示的一种反馈控制电路945的示意图。可以看到相较于反馈控制电路402，反馈控制电路945还包含最大值选择器901用以接收比较信号vc0、vc0’，并将比较信号vc0、vc0’中的最大值传送至比较器422。同样地，比较器144输出的比较信号vc0会再和锯齿波产生器421产生的锯齿波做比较而产生控制信号vc1。

在一些实施例中，在输出短路的情况下控制单元可能还包含恒功率保护电路。在此请参阅图11，图11是根据本公开内容的一实施例所绘示的一种电子装置1100的示意图。如图11所示，相较于电子装置700中的控制单元740，控制单元1140还包含恒功率保护电路1160，电性耦接电流调控单元130、730，用以根据功率基准信号ib1、ib2禁能电流调控单元130、730。

进一步来说，恒功率保护电路1160包含乘法器1161、1162、比较器1163、1164以及与门1165、1166。乘法器1161、1162用以根据负载单元120、720的第二端b、c电位以及电流基准信号ib1、ib2产生对应的功率信号p1、p2。比较器1163、1164电性耦接乘法器1161、1162，用以根据功率信号p1、p2以及功率基准信号pb1、pb2产生保护信号s1、s2。其中当功率信号p1、p2的电位大于功率基准信号pb1、pb2的电位，保护信号s1、s2的电位为逻辑低电平。每一与门1165、1166具有第一输入端用以接收保护信号s1、s2、第二输入端用以接收电流基准信号ib1、ib2，以及输出端电性耦接电流调控单元130、730。

为了避免在输出短路的情况下，电流调控单元130、730中的晶体管m1、m1’以及电阻r1、r1’因为过热而被破坏。乘法器1161、1162所产生的功率信号p1、p2所代表的为电流调控单元130、730当前的真实功率损耗。另一方面，在此实施例中，恒功率保护电路1160可能包含储存器1167。储存器1167可以是挥发性存储器、非挥发性记忆体存储器或任何具有储存功能的存储器，本公开并不以此为限。由于具有不同工艺参数、封装结构以及散热条件的晶体管以及电阻可能有不同的最大承载功率值，因此储存器1167用以储存电流调控单元130、730中晶体管m1、m1’以及电阻r1、r1’的最大承载功率值。储存器1167再根据上述最大承载功率值提供功率基准信号pb1、pb2至比较器1163、1164。因此，比较器1163、1164可以比较电流调控单元130、730当前的真实功率损耗(功率信号p1、p2)以及其最大承载功率值(功率基准信号pb1、pb2)而产生保护信号s1、s2。例如，当功率信号p1、p2的电位大于功率基准信号pb1、pb2的电位，保护信号s1、s2的电位为逻辑低电平。

因此可以看到，通过与门1165、1166的设置，在电子装置1100正常操作的情况下，电流调控单元130、730仍然保持正常地接收电流基准信号ib1、ib2。然而，在电子装置1100任一负载单元输出短路的情况下，举例来说，若负载单元120输出短路，则功率信号p1的电位将大于功率基准信号pb1的电位，而保护信号s1的电位为逻辑低电平，电流调控单元130因此被禁能，而电流调控单元730仍然保持正常地接收电流基准信号ib2，使得负载单元720仍然保持正常接收驱动电流id2。相反地，若负载单元720输出短路，则功率信号p2的电位将大于功率基准信号pb2的电位，而保护信号s2的电位为逻辑低电平，电流调控单元730因此被禁能，而电流调控单元130仍然保持正常地接收电流基准信号ib1，使得负载单元120仍然保持正常接收驱动电流id1。藉此使得电子装置在多路负载并联的应用中能够单独保护多路负载中的各路负载。类似地，上述的恒功率保护电路1160亦可以使用于图9中的电子装置900。请参阅图12，图12是根据本公开内容的一实施例所绘示的一种电子装置1200的示意图。关于恒功率保护电路1160在电子装置1200中的详细操作实际上相同于上述说明，在此则不另赘述。

综上所述，本公开内容涉及一种电子装置，且特别涉及一种节省功率损耗的电子装置。在本公开中通过调整线性恒流电路所接收的电流基准信号，以及根据电压基准信号所产生的控制信号来控制电压转换单元，节省了电子装置处于轻负载的情况下的功率损耗。另外，在一些实施例中通过本公开的恒功率保护电路，使得电子装置在多路负载并联的应用中能够单独保护多路负载中的各路负载。又在一些实施例中，通过辅助电流调控单元的设置使得电子装置在调光的应用中扩大了调光范围。

虽然本公开内容已以实施方式公开如上，然其并非用以限定本公开内容，任何本领域技术人员，在不脱离本公开内容的精神和范围内，当可作各种的变动与润饰，因此本公开内容的保护范围当视所附的权利要求所界定者为准。