一种阻抗衰减补偿的线性稳压器

1.本发明属于稳压器技术领域，具体涉及一种阻抗衰减补偿的线性稳压器。


背景技术：

2.随着人工智能和万物互联时代的到来，对于各种系统的集成度要求越来越高，在电源管理芯片中，也会将尽可能多的模块一起集成在一个芯片中，包括常用的线性稳压器模块。线性稳压器常作为第一级预调制模块将外部不稳定的供电电压调节为一个稳定的供电电源轨，用以给芯片内部电路供电，通常在整体的芯片设计中，为了保证线性稳压器输出的稳定，使得整个芯片可以稳定工作，通常会在线性稳压器的输出端接一片外接滤波电容，该电容的值往往很大，一般在微法量级。而在线性稳压器的设计中，环路的设计是非常重要的，一个设计合格的线性稳压器必须保证能够在整个负载工作范围内都具有足够的相位裕度，输出端的片外电容与线性稳压器的环路补偿设计具有密切的关系，因此这一类线性稳压器的环路补偿必须考虑片外电容的影响来进行合理的设计。对于带片外电容的线性稳压器，如果考虑使用运放中传统的密勒补偿结构，则因为输出端过大的电容，难以将主极点固定在芯片内部，即第一级放大级的输出部分，密勒补偿方案将会失效，导致环路补偿失败。因此对于这种线性稳压器，一般将主极点做在输出端。为了追求较低的vdropout，提高效率，大多数线性稳压器会选择使用p管作为功率管，同时承担第二级放大器的作用，则此时功率管上较大的寄生电容和第一级较高的输出电阻会在内部产生一个较低的极点，因此会造成环路不稳定。一般情况下频率补偿的方法是使用一级源跟随器加在两级放大器之间，将第一级输出的高电阻和第二级输入的高电容隔开，此时次级点产生于第一级的输出，因为第一级输出端较低的电容，该次级点可以做到很高，因此环路的稳定性得到了保证。
3.但使用上述的方法进行频率补偿时，当第一级的输出电阻过大而第二级的输入电容较大时，这在线性稳压器中是比较常见的情况。此时源跟随器会表现出较为强烈的电感特性，可以称之为一个有源电感，当源跟随器有源电感的特性表现得比较明显时，很有可能会在源跟随器的部位引入较低的共轭极点。从而破坏整个环路的稳定性。此时如果仍然要继续采用源跟随器的补偿方法时，就必须要设法增大源跟随器的跨导，或者直接更换结构如采用超级源随器之类的结构。但这样势必会增加电路的功耗或者增加电路的复杂度。


技术实现要素：

4.本发明的目的是针对现有带片外电容线性稳压器常规补偿方式容易带来的问题，提出了一种新的补偿方案。在保证线性稳压器环路稳定性的同时，也不会增加电路的复杂性和功耗。
5.为实现上述目的，本发明的技术方案为：
6.一种阻抗衰减补偿的线性稳压器，包括第一npn管q1、第二npn管q2、第三npn管q3、第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3、第四电阻r4、第五电阻r5、第六电阻r6、第七电阻r7、第八电阻r8、第九电阻r9、第十电阻r10、第十一电阻r11、第十二电阻r12、第十三电阻r13、
第十四电阻r14、第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3、第四pmos管mp4、第五pmos管mp5、第六pmos管mp6、第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3、第一ldnmos管hmn1、第二ldnmos管hmn2、第三ldnmos管hmn3、第四ldnmos管hmn4、第一ldpmos管hmp1、第二ldpmos管hmp2、第一电容c1，第一齐纳管z1、第二齐纳管z2、第三齐纳管z3、第一native mos管namos1；
7.其中，第一npn管q1和第二npn管q2组成差分对管，第一npn管q1的基极接第三电阻的一端和第四电阻的一端，第一npn管q1的发射极通过第一电阻r1后接地，第一npn管q1的集电极通过第二电阻r2后接第三电阻的另一端、第一ldpmos管hmp1的漏极和第三pmos管mp3的源极；第二npn管q2的基极接基准电压，其发射极通过第一电阻r1后接地，其集电极接第二ldnmos管hmn2的源极；第三npn管q3的基极接基准电压，其发射极通过第五电阻r5后接地，其集电极接第一ldnmos管hmn1的源极；
8.第一ldnmos管hmn1的栅极接外部偏置电压，其漏极通过第六电阻r6后接第一pmos管mp1的漏极；第二ldnmos管的栅极接外部偏置电压，其漏极通过第七电阻r7后接第二pmos管mp2的漏极；
9.第二齐纳管z2的正极接第二pmos管mp2的漏极和第一native mos管namos1的栅极，第二齐纳管z2的负极接电源；第一native mos管namos1的漏极接电源，其源极接第一电容c1的一端、第一齐纳管z1的正极、第一ldpmos管hmp1的栅极和第二ldpmos管hmp2的栅极；第一电容c1的另一端接电源，第一齐纳管z1的负极接电源；第一ldpmos管hmp1的源极接电源；
10.第二ldpmos管hmp2的源极接电源，其漏极接第三齐纳管z3的负极和第四pmos管mp4的源极；第三齐纳管z3的正极接地；
11.第三pmos管mp3的栅极和漏极互连，其漏极通过第九电阻r9后接地；第四pmos管mp4的栅极接第三pmos管mp3的漏极，第四pmos管mp4的漏极通过第十电阻r10后接地；
12.第五pmos管mp5的源极接电源，其栅极和漏极互连；第六pmos管mp6的源极接电源，其栅极接第五pmos管mp5的漏极；
13.第三ldnmos管hmn3的漏极通过第十三电阻r13后接第五pmos管mp5的漏极，第三ldnmos管hmn3的栅极接外部偏置电压；第四ldnmos管hmn4的漏极通过第十四电阻r14后接第六pmos管mp6的漏极，第四ldnmos管hmn4的栅极接外部偏置电压；
14.第一nmos管mn1的漏极接第三ldnmos管hmn3的源极，第一nmos管mn1的栅极接第四pmos管mp4的漏极，第一nmos管mn1的源极通过第十一电阻r11后接第三nmos管mn3的漏极；第二nmos管的漏极接第四ldnmos管hmn4的源极，第二nmos管的栅极接基准电压，其源极通过第十二电阻r12后第三nmos管mn3的漏极；
15.第三nmos管mn3的栅极接外部偏置电压，其源极接地；
16.第一ldpmos管hmp1漏极、第二电阻r2、第三电阻r3、第三pmos管mp3源极的连接点为线性稳压器输出端。
17.上述方案中，通过对传统的带片外电容线性稳压器的补偿方式进行改进，通过在第一级放大级的输出端进行输出阻抗衰减，从而保证线性稳压器的环路稳定性。电路可划分为一级放大器、二级放大器、源跟随器、过流保护模块部分。一级放大器一端接基准电压，线性稳压器输出电压经过电阻分压后接另一端，总体上通过运放的钳位保证线性稳压器输
出稳定的电压。二级放大器是由pmos功率管自身组成的共源极放大器，起到一定的放大作用，增大整个运放的增益，同时线性稳压器的负载电流可以流过该功率管。源跟随器部分作为一个buffer，起到隔离第一级大输出电阻和第二级大输入电容的作用，同时在该源跟随器的前面增加一阻抗衰减电阻，将第一级的输出电阻大大减小了，源跟随器的适用范围因此大大增加。过流保护模块部分检测功率管上的电流，将其转换成电压与基准电压相比较，当流过功率管上的电流过大时，则通过负反馈调节功率管的栅极电压，将流过它的电流限制在一个特定的值上，起到限流的作用。
18.本发明的有益效果为，本发明在使用源跟随器进行频率补偿的基础上提出了一种新的补偿方式，整体上仍然采用中间插入源跟随器的方式进行频率补偿，但在前一级电路中配合源跟随器的使用加入阻抗衰减电路，从而可以在线性稳压器第二级寄生电容很大的情况下，依然可以通过简单的一级源跟随器进行频率的补偿。同时不增加电路复杂度和功耗。非常适用于带片外电容的负载范围较大的线性稳压器的频率补偿使用。
附图说明
19.图1本发明提出的线性稳压器具体电路。
20.图2本发明提出的线性稳压器中第一级运放输出阻抗小信号电路。
21.图3本发明提出的线性稳压器环路增益小信号电路图。
22.图4本发明提出的线性稳压器不带输出阻抗衰减模块的环路增益波特图。
23.图5本发明提出的线性稳压器带有输出阻抗衰减模块的环路增益波特图。
具体实施方式
24.下面结合附图，对本发明技术方案进行详细描述：
25.本发明提出的线性稳压器的电路如图1所示。q1和q2这一对输入对管作为第一级放大器的放大器件，将线性稳压器输出的分压与基准电压ref相比再经过放大，在mp2的漏端作为输出送到下一级。q3所在的支路作为偏置电路使用，这一路也可以适当更换为其他类型的偏置电路，不影响使用。为了使线性稳压器可以应用在高压输入的环境下，hmn1和hmn2作为高压管进行抗压。q1和q2所在的支路并不对称，将q1的集电极串联电阻再接到输出可以在这一支路上省去高压管的使用，节约面积。mp2的漏极作为第一级放大器的输出，连接在源跟随器namos的输入上，在这里源跟随器使用了native mos，其阈值电压为负值，其他性质与nmos管基本相同，在这里若使用普通的nmos管，则mp2的漏端电位为功率管hmp1的源极电位加上一个阈值电压，在线性稳压器轻载的时候，hmp1的源极电位接近vin，这会导致mp2工作在线性区而非饱和区，无法准确地镜像电流，影响整个电路的正常工作。z1、z2和z3是齐纳管，保护低压管不被击穿。c1的作用是在快速上电时保证vin可以被快速耦合到hmp1的栅极，使得上电后电路平稳进入工作状态。经过源跟随器后紧接着是hmp1的栅极，也就是第二级放大器的输入，输出vout经过电阻r3和r4分压后又回到q1的基级，即第一级运放的正端。形成一个负反馈，产生稳定的vout，其中vout的值为：
[0026][0027]
限流电路的工作原理如下：当流过hmp1的电流较大时，hmp2镜像hmp1上的电流，该
电流经过r10产生一个电压送给过流钳位运放的正端，即mn1的栅极，当r10上的电压与ref相等时钳位电路产生作用，可以得到限流的大小为：
[0028][0029]
当流过hmp1上的电流超过i
limit
时，通过运放负反馈将hmp1的栅极抬高，使得流过hmp1上的电流不能进一步增加。
[0030]
下面具体叙述该线性稳压器的补偿原理：该线性稳压器的补偿主要是通过在前两级放大器之间插入一级源跟随器namos1来实现的，此外，还在前一级放大器的输出部分加入了一个电阻r8，该电阻位于mp2的栅漏之间，通过该电阻可以将第一级的输出阻抗大大衰减。同时在这种情况下，流过r8上的电流很小，不会影响电路的静态工作点，r8衰减第一级放大器输出阻抗的原理如下：
[0031]
从第一级的输出往里看，为了求小信号阻抗，可以得到如图2所示的等效小信号电路，通过小信号等效电路可以得出第一级运放输出电阻的大小约等于：
[0032][0033]
因为ro2远大于r8的值，因此第一级运放的输出电阻ro1≈r8/2，与原输出电阻ro2相比大大减小了。
[0034]
为了求解线性稳压器整个环路的环路增益表达式，可以画出如图3所示的整个环路的小信号电路图，其中ro1是第一级运放的输出电阻，c1是第一级运放输出对地的寄生等效电容，cs是源跟随器namos1的栅源之间的寄生电容，rs是namos1的小信号输出电阻，cg是功率管栅极对地的等效电容，因为功率管较大的尺寸，这一电容可以很大。gms是源跟随器的跨导。c2可以认为是线性稳压器外挂的大电容，在本线性稳压器中考虑c2为uf级。
[0035]
通过图3可以求得环路增益为：
[0036][0037]
β是分压电阻的分压比。其中产生的右半平面零点很高，可以忽略，因为分母中一次项系数c2ro2的值很高，因此可以得到该环路的主极点为：
[0038][0039]
可见环路的主极点在输出处，这是符合预期的，但次级点的计算没有那么容易，此时因为过大的cg导致分母中的等式后两个根并不是分离的实数，实际上此时后面两个根已经相互靠近，成为了一对共轭极点。该共轭极点的谐振频率可以近似表示为：
[0040][0041]
共轭极点在环路中会显著地降低相位裕度，因此希望尽可能地让其远离原点。此时可以看出，因为cg较大，而源跟随器只用了一个普通mos管，因此gms不够大，这将会使得共轭极点靠近原点，而有效的方法就是减小ro1，这正是前述阻抗衰减电阻的意义所在。ro1因为阻抗衰减电阻而大大地减小了，共轭极点因此被推离原点，保证了系统的稳定性。
[0042]
在不使用阻抗衰减电阻的情况下，在线性稳压器满载时，即ro2最小时，主极点距
离原点最远，与后面的共轭极点靠得最近，因此稳定性最差，在不使用阻抗衰减技术的情况，即没有r8时，环路增益波特图如图4所示。此时可以看出共轭极点大约在50khz附近。跟主极点靠的太近，此时环路的相位裕度大约为
‑
30
°
，整个系统已经相当不稳定，此时在两级放大器之间插入源跟随器的补偿方法已经不能适用于该线性稳压器。
[0043]
在使用阻抗衰减电阻的情况下，同样在线性稳压器满载时，得到的环路增益波特图如图5所示。此时可以看到共轭极点大概被推到了805khz左右，已经远在带宽之外，此时环路的相位裕度可以达到67
°
左右。
[0044]
综上所述，使用这种新的频率补偿方法可以大大改善带片外电容的线性稳压器的相位裕度，同时仅仅增加了一个电阻，不会消耗过多的功耗和增加电路的复杂度，及其适合作为带片外电容线性稳压器的补偿方案来使用。