一种接收端信号占空比自适应调整的电路的制作方法

本实用新型涉及自适应调整的电路，尤其是涉及一种接收端信号占空比自适应调整的电路。

背景技术：

通用串行总线USB接口在设计初期，是以数据传输和交换为主要目的，其附带的供电能力极为有限。然而随着电子技术发展，USB的角色也发生了较大变化，提供电能接口的应用已经上升到了与数据传输同等重要的地位。例如手持设备，智能穿戴设备，便携式设备，平板电脑等，大多都是通过USB接口获得电能。

目前USB已经成为各种电子设备的一个标准接口，其接口的供电能力也从1.0版本的5V@500mA提升到了2.0版本的5V@1.5A，可满足许多电子产品的供电要求。但仍有许多较大功率的电子设备，例如笔记本电脑，电视机，显示屏等，其供电功率往往要求几十瓦特或以上，无法通过目前的USB接口获得维持其工作的足够电能。

最新发布的USB PD——Power Delivery功率传输协议，是基于USB 3.1版本，即USB type-C端口提出的功率传输新概念，将USB接口的供电能力提升到了一个新的高度。得益于Type-C接口的大功率特性，USB可实现高达100W的快速充电及为笔记本电脑、大屏幕监视器、平板电视机等更大的用电设备提供电能。此外普及USB Type-C接口替代电子设备中的供电接口，可使得电子产品的集成度更高，成本更低，同时也共享了各种供电适配器和输电线缆，减少资源浪费。目前在USB PD协议中支持多种电压电流组态，最小可50mV或10mA作为一个步进单位，最大可支持100W(20V/5A)的功率输出。

在USB Type-C接口中，USB PD通信使用一条CC通道，由USB PD供电规范定义。它采用半双工通信机制，使用双相标记编码Bi-phase Mark Coding——BMC传输经过4B/5B编码的二进制数据，此方法已经作为标准发布，简单灵活，可简化接收器的设计，目前正逐步得到了广泛的应用和推广。

BMC可被认为是一种曼彻斯特Manchester编码。曼彻斯特编码是将时钟和数据包含在数据流中，在传输代码信息的同时，也将时钟同步信号一起传输到对方，每位编码中至少有一次跳变，不存在直流分量，因此具有自同步能力和良好的抗干扰性能。接收方利用包含有同步信号的特殊编码从信号自身提取同步信号来锁定自己的时钟脉冲频率，达到同步目的。但每一个码元被调制成两个电平，所以数据传输速率只有调制速率的1/2。

在实际应用中，由于发送端品质多样，传输介质良莠不齐，信道长短不一，信号受外界干扰严重且环境恶劣，接收端可能存在较大的直流偏置及码间干扰等诸多问题，这些会对接收到的BMC信号会造成较大影响，引起波形失真严重。在这里，主要归纳如下几个因素：

1、发送端和接收端存在较大的频率偏差。因两部分的时钟来源不同，这往往是客观存在的，因为发送端和接收端往往不在同一个系统中。频率偏差会导致发送和接收对于基准UI的判别标准出现不一致，从而导致误码。

2、接收端从模拟量到数字量转换时存在较大的本地直流偏差。BMC编码本身不存在直流分量，但接收端的直流偏置若叠加到接收到的BMC波形上，可能这些直流偏置往往比前端接收电路的噪声还要大，一方面使得信噪比变差，另一方面使得接收到的BMC信号转换成数字量后波形占空比严重失真，导致BMC码无法解码。

3、电平转换速率不一致，即信号从低电平到高电平切换，与从高电平到低电平切换的速率不一致或不相匹配，这也会间接导致BMC波形占空比发生失真。现代运算放大器有某些方式的推挽式输出级，许多是不对称的，并且某一方向的转换速率有比其他方向的有更大的倾向；

4、时钟抖动，信道的加性噪声，码间干扰等非理想因素也会造成BMC波形占空比发生失真。

工程实践中，为了解决信道噪声或干扰问题，通常采用FIR滤波器进行有用信号外的无用信号过滤，这对时钟抖动，信道加性噪声，码间干扰等具有随机特性的非理想因素造成的波形失真十分有效，但却对于如模拟电平比较器固有的直流偏置，系统发送和接收存在频率偏差等引起的波形失真无能为力。

因此，接收电路需要一个BMC编码判别和波形自动调整的电路，调整因为上述可能的固有因素导致的BMC编码占空比波形失真，使得接收到的BMC信号占空比在一定的可解码范围内，可实现接收信号自模拟量至数字量的恰当判断，完成BMC正确解码。通常接收电路在模拟量到数字量转换时的性能关系到接收机的整体性能和通信误码率，采用BMC编码的物理层解码与波形占空比特性密切相关。因此占空比调整电路在基本功能满足要求的前提下，必须通过实际电路的调试才能获得良好的性能。如果不能正确对待这个过程，设计出来电路的接收性能会很差或者环境适应性比较差。

技术实现要素：

为实现上述目的，本实用新型提供了一种接收端信号占空比自适应调整的电路，包括：模拟电平比较电路、第一通路开关SW-M、第二通路开关SW-N、解码电路、参数提取估计电路、误差产生电路、滤波反馈电路和数模转换电路。模拟电平比较电路用于接收信号，并将其与参考电平比较，生成占空比信号。第一通路开关SW-M和第二通路开关SW-N同为占空比信号传输通路开关；当占空比信号为前导码时，第一通路开关SW-M导通，占空比信号和参数提取估计电路相连接；否则第二通路开关SW-N导通，占空比信号和解码电路相连接。解码电路用于对占空比信号进行解码。参数提取估计电路用于从占空比信号中得到占空比信息，生成占空比偏差。误差产生电路用于将占空比偏差进行处理，生成误差信号。滤波反馈电路用于将误差信号转换为误差控制量，并将误差控制量输出到数模转换电路。数模转换电路用于将误差控制量，从数字信号转换为模拟信号，输出到模拟电平比较电路中的参考电平端。

优选地，还包括：预处理电路，用于对占空比信号进行预处理。

优选地，滤波反馈电路包括：反馈滤波器。反馈滤波器用于将误差信号滤除高频分量，通过线性计算构成误差控制量。

优选地，还包括：时序控制电路。时序控制电路用于控制接收端信号占空比自适应调整电路的整体工作流程。

优选地，还包括：接收信号活动指示电路。接收信号活动指示电路用于对输入信号进行检测，若检测到有有效特征的输入信号时，则通知时序控制电路，接收系统使能，接收电路开始工作。

优选地，通过第二通路开关SW-N的占空比信号的占空比为35％到65％，允许的偏差为+/-5％。

优选地，预处理电路对占空比信号进行预处理，判别占空比信号是否处于一定的频谱范围并消除毛刺。

优选地，占空比信号是信号波形高电平宽度与整个比特周期的比值，其取值范围为0％到100％。

优选地，参数提取估计电路是从占空比信号中获得高电平比特占空比信息的电路。

本实用新型实施例在USB PD消息包的前导序列阶段进行，将已经严重失真的波形占空比进行了很好的调整恢复，主要体现在当模拟电平比较电路有较大直流偏置或发送端电压转换速率不一致时，该自动占空比调整电路可以很好的消除其影响，明显改善波形失真，为随后的解码电路输出了可靠的波形源。同时无需额外的校准时间，也无需预先自定义的校准格式，可实现和USB PD协议无缝衔接。且根据具体的接收电路特性，在每一次接收数据包时自适应调整，具有广泛的适应性。

附图说明

图1为BMC编码的定义和现有技术中接收端恢复出的BMC波形图；

图2为本实用新型实施例提供的一种接收端信号占空比自适应调整的电路结构图；

图3为根据本实用新型一个实施例提供的通信消息包示意图；

图4a为根据本实用新型一个实施例提供的一种提取占空比误差的波形示意图；

图4b为本实用新型参数提取估计电路示意图；

图5为一种滤波反馈电路结构示意图；

图6为本实用新型实施例提供的一种接收端信号占空比自适应调整电路的方法流程图。

具体实施方式

下面通过附图和实施例，对本实用新型的技术方案做进一步的详细描述。

本实用新型以双相标记编码(Bi-phase Mark Coding,BMC)为例，但并不限于本实用新型的保护范围。

如图1所示，为BMC编码的定义和现有技术中接收端恢复出的BMC波形图。

在BMC编码定义中，Bit-1定义为在每个UI——Unit Interval的起始，有一次电平切换，且在每个UI的中间位置，有第二次电平切换，高电平和低电平形成50％的占空比。Bit-0定义为仅在每个UI的起始，有一次电平切换。

当接收端在模拟量到数字量转换时，由于电平转换速率不一致，且模拟电平比较器存在较大的正向直流偏差，导致了接收并转换后的BMC数字波形严重畸变。如图1下部波形明显存在两个问题：Bit-1的占空比畸变明显，A宽度明显小于B宽度；Bit-1的低电平B段和随后Bit-0的高电平C段宽度几乎接近。

这种失真的波形直接输入给BMC解码电路，解码电路从A和B的宽度比较中，将无法判定Bit-1，同时也无法区分B段到底是Bit-1的低电平，还是Bit-0的低电平，BMC解码失败，通信无法有效进行。

图2为本实用新型实施例提供的一种接收端信号占空比自适应调整的电路结构图。

如图2所示，电路包括：模拟电平比较电路、预处理电路、第一通路开关SW-M、第二通路开关SW-N、解码电路、参数提取估计电路、误差产生电路、滤波反馈电路和数模转换电路。

模拟电平比较电路用于接收有效信号和参考电平，将输入的信号与反馈参考电平相比较，完成BMC波形从模拟量到数字量的转换，恢复出调制的BMC信号，生成占空比信号。

预处理电路是采用内部接收时钟，完成对模拟电平比较电路输出的BMC信号的数字采样，用于对占空比信号进行预处理，即对恢复出的BMC波形进行采样并预处理，判定是否是有效的BMC信号，并消除毛刺的影响。

第一通路开关SW-M和第二通路开关SW-N同为占空比信号传输通路开关；当所述占空比信号为前导码时，第一通路开关SW-M导通，占空比信号和参数提取估计电路相连接；否则，第二通路开关SW-N导通，占空比信号和解码电路相连接。

解码电路用于对占空比信号进行解码。

参数提取估计电路用于从占空比信号中提取出有效的占空比信息，生成占空比偏差。

误差产生电路用于将占空比偏差进行处理，将占空比信息和理想占空比参数相比较，生成误差信号即占空比误差分量。

滤波反馈电路包括反馈滤波器。反馈滤波器用于将占空比误差分量进行数字滤波，转换成误差控制量。

数模转换电路将误差控制量转换成模拟电压信号，连接到模拟电平比较电路。

接收信号活动指示电路为输入信号的侦测电路，该电路用于对输入信号进行检测。它时刻检测CC通道，若检测到有有效特征的输入信号时，则通知所述时序控制电路，给出接收到有效输入信号的指示，随后接收电路使能，开始正常工作。

时序控制电路控制并完成自适应调整电路使能，提取估计，误差量产生，反馈等功能模块的时序，完成对开关SW-M，SW-N的具体控制；即用于控制整个系统的工作过程，完成自适应占空比调整和正常接收功能的使能和停止。本实用新型实施例的自适应占空比调整电路是在USB PD消息包的前导码序列时间窗口进行的，即在自适应占空比调整期间，SW-M导通，SW-N断开。当自适应占空比调整电路完成后，开关SW-M断开而SW-N导通。在接收信号活动指示电路指示出无有效输入信号时，可设定SW-M断开且SW-N也断开，以节约整体功耗。

图2所示上述各个电路模块组合，共同构成了一个BMC占空比自动调整的负反馈环路，因为参数提取估计电路一般是非线性的，因此该反馈控制环路一般都是非线性的反馈系统。

接收信号活动指示电路对接收端输入信号的侦测，它时刻检测CC通道上信号的变化。若检测到处于一定频率范围内的特征信号，则给出接收到有效输入信号的指示，随后接收系统使能，接收电路开始工作。因为自适应算法对于输入信号的错误和异常情况非常敏感，即若有异常的输入波形进入反馈系统，会导致自适应算法在某种情况下严重恶化而无法恢复。故本实用新型的一个实施例设定，只有当接收信号活动指示电路监测到有有效特征的输入信号时，自适应占空比调整算法才使能工作，否则，整个自适应反馈环路处于不工作状态，保持在低功耗模式。

图3是USB PD消息包的部分信息示例，其中前导码Preamble是在物理层接入信道时发送的前导序列，前导序列的作用是使目的主机接收器时钟与源主机发送器的时钟同步。在USB PD协议中，前导码定义为“0-1-0-1”交替码，0为起始，1为结束。当前导序列发送完毕后，紧接着是有效信息部分，图中所示为帧开始分界字符“00011”,“00011”，用于指示有效信息的开始。

当接收信号活动指示电路监测到有有效特征的输入信号时，自适应占空比调整算法使能工作。模拟电平比较电路将接收到的模拟波形作为输入端，将数模转换电路的输出作为比较电路的参考电平端。若输入信号电平大于参考电平，则输出高电平1，否则输出低电平0。模拟电平比较电路完成从BMC波形模拟量到数字量的转换，可恢复出调制的BMC信号。

图4a为根据本实用新型一个实施例提供的一种提取占空比误差的波形示意图。

参数提取估计电路从预处理电路输出的BMC信号中，提取有效占空比参数，并估计出调整比例量，通常要知道不同参数估计方法对输入信号占空比的影响因子。本实用新型的一个实施例中，自动占空比参数主要是跟踪Bit-0信号的高电平宽度和Bit-0信号的低电平宽度的缓慢变化趋势，即低频分量。USB PD通信中的前导preamble序列码为“0-1-0-1”交替码，我们将此时间段作为自适应BMC波形占空比调整的时间窗口，即在这个时间窗口内，设置电路中SW-M开关导通，使反馈回路工作，而SW-N开关断开，数据并不进入BMC解码电路。

在图4a中，按照每一次输入波形的电平变化，将接收到的波形可划分成六个阶段，依次标记为A-B-C-D-E-F。在前导序列阶段BMC波形呈现周期特性，这六个阶段构成一次反馈更新周期。请注意这六个阶段标记的起始位置是随机的，即六个阶段的任何一个阶段都可能标记为A，这与实际电路开始标记的时间点有关，但并不影响算法的结果。

这六个阶段中必定包含了Bit-0的高电平段，也必定包含了Bit-0的低电平段。

图4b为参数提取估计电路示意图。

具体提取估计并得到占空比调整参数的算法描述如下：

时序控制电路根据电平的切换，确定当前电平为前导码，当前阶段为调整阶段。在一个例子中，设置两个计数器。其中高电平宽度计数器用来统计出六个阶段中最长的高电平宽度，设定计数值为TH。低电平宽度计数器用来统计出其最长的低电平宽度，设定计数值为TL。

然后计算占空比偏差，使用TH减去TL的结果来代表Bit-1的BMC编码占空比偏差，两者之间定义一个线性关系，记比例因子为λ，有：

Terr＝λ(TH-TL)

λ的取值和数模转换电路量程、模拟电平转换电路的转换速率、高低电平宽度计数的分辨率有关。其计数器计数和计算方式的实现，可以选择用逻辑门电路搭载实现，也可通过CPU程序控制实现。

在误差产生电路中，将计算得到的占空比偏差Terr，与期望占空比的偏差做减法，得到占空比误差分量，即误差信号。

如图5所示，为一种滤波反馈电路结构示意图。

滤波反馈电路包括一个反馈滤波器。其中为了更好的进行滤波，故本实用新型实施例选用一阶线性反馈滤波器。值得注意的是，本实用新型不仅仅局限于一阶线性反馈滤波器。一阶线性反馈滤波器根据上述占空比误差分量，滤除误差分量的高频分量，即瞬时分量。滤波反馈电路将其比例通路和积分通路通过线性组合，构成误差控制量。

一阶线性反馈滤波器的模型结构如图5所示，该驱动电路中通过加法器、乘法器及D触发器的作用，构成了一个一阶无限冲激响应滤波器，可滤除输入信号的高频成分。其中，P为增益控制模块，是g(n)的单调递增函数。输出的信号由比例通路和积分通路通过线性组合构成。其中输入的x(n)乘以一个系数为比例通路，输入的g(n)为积分通路。当g(n)>0时，y＝P(g)*x,D为参量估计模块，一般由累加器或低通滤波器实现。实际工作中，该算法具有一阶IIR低通滤波器性质。

其中在一阶无限冲激响应滤波器中，输入的信号首先通过乘法器乘以α，再经过累加器累加之前D触发器存储的信号值，经过D触发器存储并输出累加后的信号值，输出的信号值即为g(n)。

比例通路和积分通路通过线性组合后，经过累加器累加一个偏差值OffSet得到误差控制量y(n)。

以P(g)＝g,D(y)＝|y|为例，对反馈回路进行分析，可以得到线性更新方程为：

g(n+1)＝g(n)[1-α|x(n)|]

令x(n)＝cu(n)，c为常数，幅度值，u(n)为阶跃函数，求解得到稳态响应为：

g(n)＝[1-(1-αc)ⁿ]u(n)

该系统的收敛条件是|1-αc|<1，即0<αc<2。所以：

当αc<1时，系统处于过阻尼状态；

当αc>1时，系统处于欠阻尼状态；

当αc＝1时，系统处于临界阻尼状态。

该系统模型应用于整个反馈环路后，当输入的误差信号较大时，调整斜率大，收敛较快。而当输入误差信号减小后，则需要更长的时间，系统才能收敛。

图6为本实用新型实施例提供的一种接收端信号占空比自适应调整电路的方法流程图。

步骤602，第一通路开关SW-M断开，第二通路开关SW-N断开。

步骤603，接收信号活动指示电路检测是否有有效输入信号输入；如果没有则返回步骤602。

步骤604，第一通路开关SW-M导通，第二通路开关SW-N断开，设置次数计数Nstep初始化为1。

步骤605，提取并估计占空比参数，得到占空比偏差，通过误差计算，得出误差信号。

步骤606，将误差信号输入到滤波反馈单元，滤波并调整数模转换器输出电压，成为参考电压；模拟电平比较电路在新的参考电压下，输出随后的波形；同时次数计数Nstep增加1。

步骤607，判断次数计数Nstep是否等于8或波形占空比是否接近于期望值，即输出的占空比误差信号很小，小于一个预先设定的门限值；当上述条件都不满足时，则返回步骤605。

步骤608，第一通路开关SW-M断开,第二通路开关SW-N导通。

步骤609，调整后的信号进入解码电路，开始接收和处理随后的有效数据；上述过程完成后，返回步骤603。

上述步骤608第一通路开关SW-M断开后，电路依然工作，只是负反馈通路的输入信号为0。因为在滤波反馈电路中保持着最后一次调整的记录，所以即使第一通路开关SW-M断开后，依然能够为模拟电平比较电路输出调整好的参考电平，对BMC波形进行调整。

上述步骤609调整后，信号进入解码电路，开始接收和处理随后的有效数据。优选的，信号占空比为35％到65％，认为解码电路可以正确解码。对于不同的电路，所允许正确解码的信号占空比范围上下限幅度变化为+/-5％。

在本实用新型中，“连接”、相连、“连”、“接”等表示电性相连的词语，如无特别说明，则表示直接或间接的电性连接。本实用新型中的“列”或“行”都是广义上的含义，其既可以指阵列中水平的一排，也可以指垂直的一排。

本实用新型实施例接收BMC码自适应占空比调整的电路结构，尤其是涉及到USB PD通信接收机，适用但不仅限于USB PD通信系统。

以上所述的具体实施方式，对本实用新型的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本实用新型的具体实施方式而已，并不用于限定本实用新型的保护范围，凡在本实用新型的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。