编码方法和设备、译码方法和设备和记录介质的制作方法

专利名称：编码方法和设备、译码方法和设备和记录介质的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于编码多信道声信号的编码方法和设备、用于译码编码的信息的译码方法和设备以及其中记录有编码信号的记录介质。
迄今为止已经提出能够在例如磁光盘上记录例如编码的声信息或音乐信息(以下称为音频信号)的记录介质。在高效编码音频信号的各方法中，有所谓的变换编码方法，它是通过正交变换将时域信号变换为频域信号以及逐频带地编码各频谱分量的分块频谱分离方法，还有子带编码方法(SBC)，它是将时域音频信号分离成多个频带而不进行分块并编码各频带的结果信号的非分块频谱分离方法。还已知有一种高效编码技术，它是组合子带编码和变换编码，在此情况下是通过SBC将时域信号分离成多个频带并将得到的各频带信号正交变换成逐频带编码的各频谱分量。
在上述滤波器中有一种在1976年、R.E.克罗切尔(Crochiere)的“子带语音数字编码(Digital Coding of Speech in subbands)”，贝尔系统技术杂志(BellSyst.Tech.J.)55卷，8期，1976中讨论的QMF滤波器(正文镜象滤波器)。该QMF滤波器将该频谱分离成为两个相等带宽的频带，以及其特征在于在以后合分离的频带时它并不产生称谓的混叠。在约瑟夫H.罗斯维勒(JosephH.Rothweiler)的“多相正交滤波器-一种新的子带编码技术(PolyphaseQuadrature Filters - A New Subband Coding Technique)”，ICASSP 83波士顿(BOSTON)中讨论了频谱分离技术。该多相位正交滤波器的特征在于该信号能在一时间被分离成相等带宽的多个频带。
上述的正交变换技术中有这样的一种技术，即，输入的音频信号在每个预定单元时间例如在每一帧上被分块，和对每个块进行离散付立叶变换(DFT)，离散余弦变换(DCT)或改进的DCT(MDCT)，以将信号从时间轴变换到频率轴。在J.P.普林森(Princen)和A.B.布雷德利(Bradley)“根据时域混叠消除利用滤波器组的子带/变换编码(Subband/Transform Coding Using Filter BankBased on Time Domain Aliasing Cancllation)”，ICASSP 1987中讨论了MDCT。
如果上述DFT或DCT被用作为将波形信号变换为频谱信号的方法，和变换是在由M个样本组成的时间块基础上应用的，则获得M个独立的实数数据。应注意到，为降低时间块之间的连接失真，通常采用两个相邻块将给定时间块与M1个样本相重叠，对(M-M1)个样本平均M个实数数据被以DFT或DCT进行量化和编码。正是这些M个实数数据被后来量化和编码。
另一方面，如果上述MDCT被用作为正交变换方法，从与两个相邻时间块的M个样本相重叠的2M个样本获得M个独立实数数据。这样，在MDCT中，对M个样本平均获得M个实数数据并接着被量化和编码。译码设备将从由MDCT获得的代码的每块中以逆变换所获得的波形元素以干扰方式相加，以重构波形信号。
通常，如果用于变换的时间块被延长，则该频谱频率分辨率被改善，使得信号能量被集中在特定频率分量上。因此，利用MDCT，其中通过重叠两个相邻块的每个的一半，用长的块长度来执行变换，和其中得出的频谱信号数没有增加到超出原始时间样本数，从而能以此使用DFT或DCT时更高的效率执行编码。还有，由于相邻块彼此间具有足够长的重叠，因此能降低波形信号的块间失真。然而，如果用于变换的变换块长度被延长，对于变换就需要更大的工作区域，这样就妨碍了再现装置尺寸的降低。具体地讲，因为制造成本的增加，所以，应当避免在提高半导体集成度很困难的时间点使用长变换块。
通过采用滤波器或正交变换将量化信号分离成多个频带，能控制产生量化噪声的频带，使得编码通过利用声学特性例如掩蔽效果来达到较高的音质功效。如果信号分量用各频带中信号分量的绝对值的最大值进行归一化，则编码能达到更高效率。
对于在量化频率分量的情况下分离频谱获得的频带宽度，已知是以考虑到人类听觉系统的音质特征的方式来分离频谱。具体地讲，采用随频率增大而增加的带宽来将音频信号分割成多个，例如25个频带。这些频带熟知为临界频带(critical band)。在基于频带的数据的编码中，通过基于频带的固定或自适应的比特分配来执行编码。在以如上所述的比特分配对通过MDCT处理获得的系数数据进行编码时，对以基于块的MDCT处理而获得的基于频带的DMCT系数，以比特分配的自适应数进行编码。在这些比特分配技术中，已知有如下两种技术。
例如，在“‘语音信号的自适应变换编码(Adaptive Transform Coding ofSpeech Signals)’，在‘IEEE声学、语音和信号处理(IEEE Transactions ofAcoustics，Speech and Signal Processing)’，ASSP-25卷，第4期，1977，8月、R.(哲林斯基)(Zelinsky)和P.诺尔(Noll)”中，根据频带的信号的幅度来完成比特分配。采用该系统，量化噪声频谱变得平缓，这样，量化噪声被最小化。然而，实际噪声的感受并非为最佳音质，这是因为没有利用音质掩蔽效果。
在出版物ICASSP 1980，‘临界频带编码器-听觉系统的感知要求的数字编码(The critical band coder - digital encoding of the perceptual requirementsof the auditory system)，M.A.克拉斯纳(Krasner)，MIT’，音质掩蔽机理被用于确定固定比特分配，该固定比特分配为每个临界频带产生必要的信噪比。然而，如果该技术被用于测量正弦波输入的特性，则由于其中临界频带中比特的固定分配，而获得非最佳结果。
为克服这些问题，提出了一种高效编码设备，在该设备中，可用于比特分配的总比特数的部分被用于逐小块地予固定的固定比特分配模式，剩余部分被用于取决于各个块的信号幅度的比特分配，并且在固定比特分配和取决于信号幅度的比特分配之间的比特数分割比取决于与输入信号相关的信号，从而对固定比特分配的比特数分割比变得更大，信号频谱更平滑。
通过将更多比特分配到包含显示有集中信号能量的特定信号频谱的块，该技术整体上显著改善了信噪比，如在正弦波输入的情况下，其中信号能量集中在特定频谱信号分量中。利用上述技术，对于信噪比特性的改善，不仅测量值增加了，而且由听者感觉到的声音的信号质量也被改善了，这是因为人类的听觉系统对具有锐音频谱分量的信号敏感。
已经提供了各种不同的比特分配技术，模似人类听觉机理的模型也变得更为精巧，这样在编码设备的能力相应改进时，可达到感觉的高编码效率。
在这些技术中，一般的做法是寻找用于比特分配的实数参考值，尽可能忠实地实现由计算确定的信噪比特性，并使用近似于基准值的整数值作为分配比特数。
为构建实际代码串，如果逐归一化/量化频带地用予置比特数来编码量化精度信息和归一化系数信息并且对归一化的和量化的频谱信号分量编码则足够了。在ISO标准(ISO/IFC 11172-31993(E)，1993)中，描述了一种高效编码系统，其中表示量化精度信息的比特数被设置成逐频带地不同。具体地讲，表示量化精度信息的比特数被设置得随频率的增加而减少。
还有一种已知的用于从例如归一化系数信息中确定译码设备中的量化精度信息的方法。由于归一化系数信息和量化精度信息之间关系是在设置该标准的时刻而被设置，就有可能将来引入基于更先进的音质模型的量化精度的控制。另外，如果有一个将被实现的压缩比的宽度，则必须逐压缩比地设置归一化系数信息和量化精度信息之间的关系。
如在D.A.霍夫曼(Huffman)、“构建最小冗余代码的方法(A Method forConstruction of Minimum Redundancy Codes)”、Proc.I.R.E.，40，1098页(1952)中所描述的，还已知有利用可变长度代码编码以实现量化频谱信号分量的更有效编码的方法。
在本受让人的国际申请公开WO 94/28633中，公开了一种从频谱信号中分离感觉的临界音调分量、即具有的信号能量集中在特定频率附近的信号分量，和从剩余频谱分量中分别编码信号分量的方法。这能够利用高压缩比高效编码音频信号而基本上不劣化感觉音质。
上述编码技术能够应用于由多个信道构成的声信号的各信道。例如，该编码技术能应用于与左扬声器相关联的左信道和与右侧扬声器相关联的右信道的每一个。已知音频信号的L和R信道是相互关联的，该相关性能用于实现高效编码。例如，在出版物“‘宽带立体声信号的感觉变换编码(PerceptualTransform Coding of Wideband Stereo Signals)’、詹姆士(James)D.约翰斯顿(Johnston)，ICSSSP89，图像处理，1993至1995”中描述了一种技术，该技术求取输入L和R信道的和与差，将这些变换成谱频信号，从和的频谱中求出掩蔽(masking)曲线以及利用掩蔽曲线量化和的频谱与差的频谱以进行编码。由于通常在多数情况下，L信道信号类似于R信道信号，因此，相应于(L-R)的信道的信号电平是稍低的，这样，它就能用相对小的比特数编码。该技术的附带优点是，通过只再现相应于(L+R)的信道的信号就能再现单声信号。
在ISO标准(ISO/IEC 11172-31993(E)，1993)中，描述了一种系统，其中L和R信道由滤波器分离，两个L和R信道信号或对应于(L+R)和(L-R)的信道信号在较低频率的频带上编码，和其中对两个信道仅对具有较高频率的每个频带的归一化系数分别编码。
采用在整个频谱中对相应于(L+R)的信道和相应于(L-R)的信道进行编码的方法，即使这些信道中的一个是低信号电平也需要对两个信道的信号编码。这限制了对编码的压缩效率的改善。如果仅对高范围侧进行归一化系数编码，那么对整个频谱的归一化系数的编码就需要一有效的比特数。
还有，在上述技术中，对于两个信道的每一个的整个频谱信号的编码和译码需要变换和逆变换操作，从而增加了用于瞬时数据存储的缓冲存储器的容量。
因而，本发明的一个目的是提供一种用于编码多信道声信号的编码方法和设备、用于对编码信息进行译码的译码方法和设备、以及记录介质，其中能减少编码信息量以及能用缓冲存储器的较小容量完成编码和译码。
在一方面，本发明提供一种用于编码输入信号的方法，包括分离步骤，用于从由多个输入信号中提取出的信号中产生多个低范围信号和数目少于输入信号的数个高范围信号；低范围编码步骤，用于对多个低范围侧信号的每一个进行编码；高范围编码步骤，用于对高范围侧信号编码，和产生通过编码步骤获得的编码信息；和产生步骤，用于根据通过低范围编码步骤和高范围编码步骤编码的信号以及编码信息来产生代码串。
另一方面，本发明提供一种用于编码输入信号的设备，包括分离装置，用于从由多个输入信号中提取出的信号中产生多个低范围信号和数目少于输入信号的数个高范围信号；低范围编码装置，用于编码多个低范围侧信号的每一个；高范围编码装置，用于编码高范围侧信号，和产生通过编码装置获得的编码信息；和产生装置，用于是通过低范围编码装置和高范围编码装置编码的信号以及编码信息来产生代码串。
又一方面，本发明提供一种用于译码代码串的方法，包括分离步骤，用于分离代码串，该代码串具有在对根据多个信号产生的多个低范围信号的每一个编码时获得的低范围代码、在对数目少于多个信号的数个高范围信号编码时获得的高范围代码、和在编码高范围信号时获得的编码信息；低范围译码步骤，用于译码分离的低范围代码；高范围译码步骤，用于根据编码信息来译码分离的高范围代码；和合成步骤，用于根据译码的低范围侧信号和译码的高范围侧信号来产生输出信号。
又一方面，本发明提供一种用于译码代码串的设备，包括分离装置，用于分离代码串，该代码串具有在对根据多个信号产生的多个低范围信号的每一个编码时获得的低范围代码、在对数目少于多个信号的数个高范围信号编码时获得的高范围代码、及在编码高范围信号时获得的编码信息；低范围译码装置，用于译码分离的低范围代码；高范围译码装置，用于根据编码信息来译码分离的高范围代码；和合成装置，用于根据译码的低范围侧信号和译码的高范围侧信号来产生输出信号。
又一方面，本发明提供一种记录介质，其上记录有代码串，该代码串具有在对根据多个信号产生的多个低范围信号的每一个编码时上获得的低范围代码、在对数目少于多个信号的数个高范围信号编码时获得的高范围代码、和在高范围信号编码时获得的编码信息。
采用本发明的信息编码方法和设备，多个信道的声信号以频率划分，以产生一低范围侧和一高范围侧。在低范围侧，各信道的信号或可在随后的译码中被译码的信号进行编码压缩。在高范围侧，产生数目少于低范围侧的数个信道，并且至少其归一化系数信息被编码压缩，以便降低编码信息量，使得能用较少的处理量和较小的缓冲存储器容量进行编码。
本发明的记录介质在其上记录有通过本发明的编码方法和设备产生的代码串，这样就能用较少的记录容量存储更高质量的声信号。
根据本发明，能用较少的比特数编码声信号而同时又保持例如立体声效果或多信道效果。还能减少编码和译码所需要的处理量或缓冲存储器容量。


图1是表示作为本发明压缩数据记录/再现设备的一个实施例的记录/再现设备的示意性结构的电路框图；图2是表示本发明编码电路的示意性结构的电路框图；图3是表示本发明信号分量编码电路的示意性结构的电路框图；图4是表示本发明变换电路的示意性结构的电路框图；图5是表示本发明译码电路的示意性结构的电路框图；图6是表示本发明逆变换电路的示意性结构的电路框图；图7是表示本发明信号分量编码电路的示意性结构的电路框图；图8描述了基本编码方法；图9示出通过基本编码方法编码的一帧的代码串的结构；图10示出逐帧配置L和R信道的举例；图11示出向一帧配置(L+R)/2信道的举例；图12示出信号分量被分割成音调和噪音分量以及编码得出的结果信号的编码方法。
图13示出通过将信号分量分割成音调和噪音分量以及编码得出的信号的编码方法所编码的代码串的结构；图14是表示用于将信号分量分割成音调和噪声分量以及编码得出的信号的信号分量编码电路的示意性结构的电路框图；图15是表示用于对在将信号分量分割成音调和噪声分量以及编码得出的信号时所获得的代码串进行译码的信号分量译码电路的示意性结构的电路框图；图16是表示用于编码(L+R)/2信道和(L-R)/2信道的编码电路的示意性结构的电路框图；图17是表示用于对在编码(L+R)/2信道和(L-R)/2信道时所获得的代码串进行译码的译码电路的示意性结构的电路框图；图18是表示用于在低范围侧编码L和R信道和用于在高范围侧编码(L+R)/2信道的编码电路的示意性结构的电路框图；图19表示图18的A型信号分量编码电路的示意性结构的电路框图；图20表示图18的B型信号分量编码电路的示意性结构的电路框图；图21是在低频侧编码L和R信道和在高频侧编码(L+R)/2信道时获得的代码串的结构；图22是表示用于在低频侧编码L和R信道和在高频侧编码(L+R)/2信道的编码电路的示意性结构的电路框图；图23是表示用于在低频侧编码L和R信道和在高频侧编码L和R信道的共同信号的编码电路的示意性结构的电路框图；图24是表示图23的编码电路的信号分量编码电路的示意性结构的电路框图；图25是表示图23的编码电路的控制电路的处理举例的流程图；图26是表示在低频侧编码L和R信道和在高频侧编码L和R信道的共同信号时获得的代码串的结构；图27是表示用于对在低范围侧编码L和R信道和在高频侧编码L和R信道的共同信号时获得的代码串进行译码的译码电路的结构的电路框图；图28是根据用于在低频侧编码L和R信道和在高频侧编码L和R信道的共同信号的一实施例的编码电路的示意性结构的电路框图29是根据对在低频侧编码L和R信道和在高频侧编码L和R信道的共同信号时所获得的代码串进行译码的一修改实施例的译码电路的结构的电路框图；图30是表示根据在进行编码使得高范围侧的L和R信道的信号电平彼此不同时所获得的代码串进行译码的一修改实施例的译码电路的示意性结构的电路框图；图31是表示图30的译码电路的加权判定电路确定加权参数的方法的处理流程的流程图；图32是表示其中在低范围侧编码(L+R)/2和(L-R)/2信号和在高范围侧编码L和R信道的共同信号和加权参数的一实施例的编码电路的示意性结构的电路框图；图33是表示图32的编码电路的加权判定电路确定加权参数的方法的处理流程的流程图；图34是表示当在低范围侧编码(L+R)/2和(L-R)/2信道和在高范围侧编码L和R信道的共同信号和加权参数的情况下代码串的结构；图35是表示在低范围侧编码(L+R)/2和(L-R)/2信道和在高范围侧编码L和R信道的共同信号和加权参数的译码电路的示意性结构的电路框图；图36是表示图35译码电路的加权参数计算电路的处理流程的流程图；图37是表示体现本发明的具有4个分离频带的编码电路的示意性结构的电路框图；和图38是表示体现本发明的具有4个分离频带的译码电路的示意结构的电路框图。
参照附图，将详细说明本发明的优选实施例。
图1示出根据本发明一实施例的压缩数据记录/再现设备的示意性结构。
在图1所示压缩数据记录/再现设备中，通过主轴马达(M)51旋转运行的磁光盘1被用作为记录介质。当在磁光盘1上记录数据期间，当由例如光头53照射激光束时，通过磁头(H)54提供对应于记录数据的调制磁场，完成所谓的磁场调制记录，沿着磁光盘1的记录轨道记录数据。在再现期间，利用光头53的激光跟踪磁光盘1的记录轨迹，以进行光磁数据的再现。
光头53包括激光源，例如激光二极管，光学元件，例如准直镜、物镜、偏振光束分离器和柱面镜。该光头53经由磁光盘1被安装成面对磁头54。当在磁光盘1上记录数据时，通过记录系统的磁头驱动电路66(如将后述)驱动磁头54，以提供相应于记录数据的调制磁场，同时，通过光头53将激光束照射在磁光盘1的目标轨道上，以便根据磁场调制系统完成热磁记录。另一方面，光头53检测照射在目标轨迹上的激光的反射光，以便通过象散方法检测聚焦误差以及以便于通过推挽(push-pull)方法检测聚焦误差。为从磁光盘1再现数据，光头53检测聚焦误差和跟踪误差，同时，从激光的目标轨道中检测偏振角(Kerr(克尔)旋转角)的偏差，以便产生回放信号。
光头53的输出被提供给RF(射频)电路55，RF电路55从光头53的输出中提取聚焦误差信号和跟踪误差信号并将提取的信号送到伺服控制电路56，而将放音信号变换为双电平信号，该双电平信号又被提供给再现系统的译码器71。
伺服控制电路56例如包括聚焦伺服控制电路、跟踪伺服控制电路、主轴马达伺服控制电路和线索伺服控制电路。聚焦伺服控制电路聚焦控制光头53的光学系统，以便将聚焦误差信号降低为零，而跟踪伺服控制电路则跟踪控制光头53的光学系统，以便将跟踪误差信号降低为零。主轴马达伺服控制电路控制主轴马达，使得磁光盘1以预置的旋转速度，例如，预置的线速度旋转运行。线索伺服控制电路还将光头53和磁头54移动到由系统控制器57指定的磁光盘1的回标轨道位置处。完成这些各种控制器操作的伺服控制电路56将指定由伺服控制电路56控制的各元件的操作状态的信息发送到系统控制器57。
系统控制器57连接到键输入操作单元58和显示单元59。系统控制器57通过来自键输入单元58的操作输入信息来监控记录系统和再现系统。系统控制器57还根据由来自磁光盘1的记录轨道的头标定时器(header timer)或子代码Q数据再现的基于扇区的地址信息来监控由光头53和磁头54跟踪的记录轨道上的记录位置或放音位置。系统控制器57还根据压缩数据记录/再现设备的数据压缩率和在记录轨道上的放音位置信息来控制在显示单元59上放音时间的显示。
对于放音时间显示，由来自磁光盘1的记录轨道的头标数据或子代码Q数据再现的基于扇区的地址信息(绝对时间信息)与数据压缩率的倒数，例如1/4压缩的4相乘，以便确定在显示单元59上显示的实际时间信息。对于记录，如果绝对时间信息被预先记录(预格式化)在例如磁光盘的记录轨道上，则该预格式化的绝对时间信息能被读出并与数据压缩率的倒数相乘，从而以实际记录时间显示当前位置。
在该盘记录/再现设备的记录系统中，在输入端60的模拟音频输入信号Ain经由低通滤波器(LPF)61送到A/D转换器62，A/D转换器62然后量化该模拟音频输入信号Ain。来自A/D转换器62的数字音频信号送到ATC编码器63。来自输入端67的数字音频信号Din经由数字输入接口电路(数字输入端)68送到ATC(自适应变换编码)编码器63。ATC编码器63对由A/D.转换器62量化输入信号Ain时获得的预置传送率的数字音频PCM数据进行对应于预置数据压缩率的比特压缩(数据压缩)。以预置数据压缩率输出的压缩数据(ATC数据)送到存储器64。假设数据压缩率是1/8，该数据传送率被降低到作为75扇区/秒的标准数字音频CD格式的CD-DA格式的数据传送率的1/8或降低到9.375扇区/秒。
存储器(RAM)64被用作为具有由系统控制器57控制的数据写/读的缓冲存储器，用于在存储器上瞬间保持由ATC编码器63提供的ATC数据，以在必要时在盘上记录数据。即，如果数据压缩率是1/8，例如，从ATC编码器63提供的压缩音频数据具有降低到75扇区/秒的标准CD-DA格式的数据传送率1/8(9.375扇区/秒)的数据传送率。正是该压缩数据(ATC数据)被连续记录在存储器64。对于这些压缩数据(ATC数据)，如以前讨论的，以每8个扇区中一个扇区的比率记录该数据就足够了。然而，由于这种每8个扇区的记录实际是不可能的，因此，如随后要说明的，执行的是扇区连续记录。该记录是采用预置多个扇区(例如32扇区加若干扇区)作为记录单元以与标准CD-DA格式(75扇区/秒)的数据传送率相同的数据传送率以成组(burst)方式被执行的。
也就是说，以9.375(＝75/8)扇区/秒的低传送率被连续写入的数据压缩率为1/8的ATC音频数据以上述75扇区/秒的传送率以成组方式从存储器64中读出作为记录数据。这样读出和记录的数据的整个传送率(包括非记录周期)为上述9.375扇区/秒的低速率。然而，成组式记录操作的时间内的瞬时数据传送率是上述75扇区/秒的标准速率。因此，如果盘的旋转速度是上述CD-DA格式的标准速度(恒定线速度)，则以与CD-DA格式相同的记录密度和记录模式来进行记录。
ATC音频数据，作为以75扇区/秒的(瞬时)传送率以类似成组方式从存储器64中读出的记录数据，被送到编码器65。在从存储器64提供给编码器65的数据串中，每次记录的连续记录单元包括若干扇区构成的群(cluster)，例如32个扇区，以及设置在群的前部和后部的与群彼此连接的扇区。这些与群相互连接的扇区被设置得使其长度要长于编码器65的交错长度，这样，交错就不会影响其它群的数据。
编码器65对从存储器64中以成组方式提供的记录数据进行用于例如奇偶性附加和交错的纠错的编码，或EEM编码。由编码器65编码的记录数据送到磁头驱动电路66。磁头驱动电路66连接磁头54，以便驱动磁头54，以向磁光盘1提供根据记录数据调制的磁场。
系统控制器57对存储器64执行如上所述的存储器控制，同时还控制采用这种存储器控制连续地以类似成组的方式在磁光盘1的记录轨道上连续记录该记录数据的记录位置。为了以这种方式控制记录位置，从存储器64以成组方式读出的记录位置由系统控制器57监控，以将指示在磁光盘的记录轨道上的记录位置的控制信号提供给伺服控制电路。
现在解释图4中所示的盘记录/再现设备的再现系统。该再现系统构成为用于再现由上述记录系统连续记录在磁光盘1的记录轨道上的记录数据。这样，该再现系统包括被提供有由RF电路55从通过光头53用激光束跟踪磁光盘1的记录轨道来依次获得的放音输出中获得的双电平信号的译码器71。应注意到能够读取的不仅是磁光盘，而且类似于致密盘(CD)的只读光盘也能读取。
译码器71是上述记录系统的编码器65的对应装置。通过RF电路55转换成双电平信号的放音输出被译码以纠错或进行EFM译码，以便以比标准传送率要快的75扇区/秒的传送率对具有1/8数据压缩率的ATC音频信号进行再现。由译码器71获得的放音数据送到存储器72。
在由系统控制器57控制数据写入/读出的存储器72中，从译码器71以75扇区/秒的传送率提供的放音数据以类似成组方式以75扇区/秒的传送率被写入。在存储器72中，以上述75扇区/秒的传送率写入的放音数据以相应于1/8数据压缩率的9.375扇区/秒的传送率被连续读出。
系统控制器57执行存储器控制，从而以75扇区/秒的传送率向存储器72中写入放音数据，而以9.375扇区/秒的传送率从存储器72中读出放音数据。如上所述地对存储器72执行存储器控制的系统控制器57控制用于通过该存储器控制从磁光盘1的记录轨道上连续读出从存储器72以分组方式写入的放音数据的放音位置。放音位置控制是通过系统控制器57监控从存储器72以分组方式读出的放音数据的放音位置，并向伺服控制电路56提供指明在光盘1或磁光盘1的记录轨道上的放音位置的控制信号。
以9.375扇区/秒的传送率从存储器72连续读出的ATC音频数据被送到ATC译码器73。这个ATC译码器73是记录系统的ATC编码器63的对应装置，并通过利用系数8扩展ATC数据来再现16比特数字音频数据。来自ATC译码器73的数字音频数据送到D/A转换器74。
D/A转换器74将从ATC译码器73提供的数字音频数据转换为模拟信号，以形成模拟音频输出信号Aout。从D/A转换器74获得的模拟音频输出信号Aout经由低通滤波器75输出到输出端76。下面详细说明高效编码。具体地讲，参照图2说明采用子带编码(SBC)、自适应变换编码(ATC)、和自适应比特分配技术对输入数字信号(例如音频PCM信号)的高效编码技术。
在本发明用于执行编码信息(声波形信号)的方法的编码设备(图1的编码器63)中，输入信号波形110a通过变换电路111a变换成信号频率分量110b。这些信号频率分量110b由信号分量编码电路111b编码，以产生编码信号110c。代码串产生电路111c然后从由信号分量编码电路111b产生的编码信号110c中产生代码串110d。
变换电路111a通过频带分离滤波器112a将输入信号120a分离成两个频带，得出的两个频带信号120b、120c以MDCT由前向正交变换电路112b、112c变换成频谱信号分量120d、120e。输入信号120a对应图2的信号波形110a，而频谱信号分量120d、120e对应图2的信号频率分量110b。变换电路111a中，如图3所示，两个频带分离信号120b、120c的带宽是输入信号120a的带宽的1/2，即，输入信号120a被弄薄1/2。当然，除所示举例之外可以使用任何其它结构的变换电路111a。例如，输入信号可以直接以MDCT变换成频谱信号，而也可以由DFT或DCT代替MDCT来变换输入信号。虽然输入信号可以由频带分离滤波器分离成频率分量，但输入信号最好由上述正交变换方法变换成频率分量，这是因为只用少量处理操作就能获得大量频率分量。
信号分量编码电路111b通过归一化电路113a逐预置频带地归一化信号分量130a，同时通过图4所示的量化精度判定电路113b从信号分量130a中计算量化精度信息130c。量化电路113c根据量化精度信息130c量化来自归一化电路113a的归一化的频谱系数数据130b。与此同时，信号分量130a对应着图2的编码信号110b。图2的编码信号110c除了来自量化电路113c的用于归一化的量化信号分量130d外还包括用于归一化的归一化系数信息130e和上述量化精度信息130c。
在用于从由上述编码器产生的代码串中再产生音频信号的译码设备(图1的译码器73)中，信号分量代码140b、归一化系数信息和量化精度信息通过编码分离电路114a从代码串140a中提取出，如图5所示。从这些代码140b通过代码串译码电路114b复原信号分量140c，从复原的信号分量140c中通过逆变换电路114c再产生声波形信号140d。
信息译码器的逆变换电路114c的构成如图6所示，其与图3所示的变换电路相关联。在逆变换电路114c中，如图6所示，逆正交变换电路115a、115b分别对输入信号150a、150b进行逆正交变换，用于复原以后由频带合成滤波器115c进行合成的频带信号。输入信号150a、150b对应于其信号分量已经由信号分量译码电路114b复原的信号140c。频带合成滤波器115c的输出信号150e对应于图5的声波形信号140d。
图5的信号分量译码电路114b的构成如图7所示，它提供逆量化和逆标准处理给来自代码串分离电路114a的代码140b，即频谱信号。在信号分量译码电路114b中，如图7所示，去量化电路116a去量化输入代码160a，而去归一化电路116b去归一化在去量化时获得的信号160b，以输出信号分量160c。以上代码160a对应于来自图5的代码串分离电路114a的代码140b，而输出信号分量160c对应于图5的信号分量140c。
如图3所示，由上述编码器的变换电路获得的频谱信号如图8的示例所示。图8所示的频谱分量指明在由dB值电平变换之后通过MDCT处理的频谱分量的绝对值。即，在该编码器中，输入信号逐预置变换块地变换成64个频谱分量，并以8个频带为单位(即图8中[1]至[8]所示的编码单元)被归一化和量化。应注意到，这些频谱信号通过频带分离滤波器的频带分离而瞬间分成两个频带，随后进行前向正交变换，其中编码单元的带宽能独立于频带分离滤波器的带宽而设置。输入信号也可以通过正交变换直接被变换成频谱信号而不通过频带分离滤波器。如果量化精度根据频率分量分布逐编码单元地改变，这就确保了感觉的高效编码，并将音质失真抑制到最小。
图9示出上述编码情况下的代码串的示意性结构。
在该示意性结构中，对于作为左信道的第一信道和作为右信道的第二信道，且L和R信道是被交替排列的，用于每个变换块(时间块)的频谱信号的复原的数据，根据由予置数个比特构成的各帧来编码。每帧的前端(头标)被顺序配置作为例如同步信号的控制数据和用预置数个比特编码的编码单元的编码数，之后是每个编码单元的作为量化精度信息和归一化系数信息的信息，以及根据归一化系数数据和量化精度数据逐编码单元地归一化和量化的频谱系数数据。相应于控制数据的信息和频谱系数数据被从低范围侧编码单元开始编码。
用于译码变换块的频谱信号的实际所需比特数由被编码的编码单元数和由每个编码单元的量化精度信息指定的量化比特数来确定。比特数可以逐帧地变化。在再现期间，从每帧的前端计数的上述所需的比特数是有效的，每帧剩余区域是不影响放音信号的无效区域。
在该实施例中，通过编码与具有予置数个比特的帧相关联的每个时间块，在当代码串被记录在记录介质(如光盘)上时，很容易计算任意变换块的记录位置以进行随机存取，即从任意位置再现。通常，大量的比特被有效用于改进声音质量以使每帧中的无效区域最小。
图10和11描述了当按时间顺序记录图9所示的帧的数据时记录格式的一个举例。图10示出L(左)和R(右)信道逐帧地交替排列的举例，和图11示出具有逐帧地对L和R信道进行(L+R)/2处理而产生的样本值的信号。这里，以这种方式对L和R信道逐帧地进行(L+R)/2处理而获得的信道被称为(L+R)信道。类似地，以这种方式逐帧地对L和R信道进行(L-R)/2处理而获得的信道以后称为(L-R)信道。
通过使用图10所示记录格式，L和R两信道能被记录在相同记录介质上。如果使用图11所示的记录格式，其中L和R两信道被逐帧地交替排列，则两维时间信号能被记录和再现，同时不使再现电路复杂化便可实现再现。
虽然以上已经讨论了参照图9说明的技术，但对图9的编码方法还能进一步改进编码效率。
例如，可通过分别对出现概率较高和较低的信号分配较短和较长的代码长度的称之为可变编码技术来改进编码效率。
还有，如果在编码输入信号中的上述预置变换块，即用于正交变换的时间块长度是较长的话，在每个块上能降低附属信息(例如量化精度信息或归一化系数信息)的量，而频率分辨率能被控制得更精细，这样就改进了编码效率。
另外，如果采用本受让人的国际公开号为WO 94/28633的PCT申请中讨论的方法，即从频谱信号分量中分离感觉上关键的音调分量(即能量集中在特定频率上的信号分量)，并独立于剩余频谱信号分量来编码的分离的音调分量的方法，则可用高压缩比实现有效编码而基本上不产生音频信号的感觉失真。
参考图12，说明分离音调信号分量和编码分离的信号分量的方法。在图12的举例中，从频谱信号分量中已经分离作为音调信号分量的一组三个音调分量。构成每个音调分量的信号分量与在音调分量的频率轴上的各个位置数据一同被编码。
通常，该音调分量的信号分量(其中能量集中相对少量的频谱分量中)需要以极高精度量化以避免音质恶化。然而，在脱离音调分量的每个编码单元中的频谱系数能用相对少量的比特加以量化而不会使感觉音质恶化。
虽然为了简化绘图而在图12中只示出相对少量频谱信号分量，而信号能量集中在构成给定编码单元的10个信号分量中的少数信号分量中。因此，作为音调分量的分离结果，数据量没有明显增加，这样，通过分离音调分量能整体上改进编码效率。
图13示出采用参照图12说明的方法编码时的代码串的示意性结构。在该示意性结构中，包含有控制数据(例如同步信号和用预置数个比特编码的编码单元的编码数)的信息作为头标部分排列在每一帧的前部。接着头标部分设有包含有作为音调分量数据的编码的音调分量数据的信息。
作为音调分量数据，在音调分量中的被编码的信号分量数的信息被首先排列，随后依序是在频率轴上的被编码的音调分量的位置信息的信息，作为归一化系数的编码信息的信息和归一化的、量化的和被编码的音调信号分量的信息。
接着音调分量数据排列的是在从原始频谱信号分量中减去音调信号分量后剩下的残留信号的编码数据的信息。该残留信号也被称为噪声信号分量。该残留信号包括有每个编码单元的量化精度数据和归一化系数数据，根据以编码单元的增频顺序编码的归一化系数数据和量化精度数据(音调分量以外的信号分量)而被归一化和量化的频谱分量信号。应注意，音调的频谱信号分量和其它信号分量(系数数据)通过VLC编码。
图14示出当从上述各信号分量中分离音调信号分量时图2的信号分量编码电路111b的举例。
如图14所示，在信号分量编码电路111b中，从图2的变换电路111a发送的信号分量170a(110b)被发送到音调分量分离电路117a。信号分量170a被分离成音调信号分量170b和其它信号分量170c(非音调信号分量)。音调信号分量170b被送到音调分量编码电路117b，而非音调信号分量被送到非音调分量编码电路117c。音调分量编码电路117b和非音调分量编码电路117c编码被提供的信号分量以输出得出的输出信号170d、170e。在编码构成图13的音调分量数据的信息的同时，音调分量编码电路117b产生构成图13的音调分量数据的信息。在音调分量编码电路117b和非音调分量编码电路117c中的信号编码配置与图4所示的是相同的。
图15示出在音调信号分量已经被从各信号分量中分离出来的情况下的信号分量译码电路114b的示例。
如图15所示，在信号分量译码电路114b中，从图5的代码串分离电路114a提供的代码140a由音调分量数据180a和非音调分量数据180b构成，这些数据分别送到相关联的音调分量译码电路118a和非音调分量译码电路118b。音调分量译码电路118a译码来自图13所示的音调分量数据的音调信号分量，以输出得出的音调信号分量180c。非音调分量译码电路118b译码来自非音调分量数据的音调信号分量，以输出得出的非音调信号分量180d。这些音调信号分量180c和非音调信号分量180d均被发送到频谱信号合成电路118c，该频谱信号合成电路118c然后根据上述位置数据来合成该音调信号分量和非音调信号分量，以输出得出的信号分量180e。音调分量译码电路118a和非音调分量译码电路118b的译码构成与图7所示的相同。
虽然以上已经解释了对各信道信号有效编码的方法，但也知道一种利用信道间的信号相关进一步改进编码效率的方法。例如，假如当L信道信号在波形上基本类似于R信道信号时，那么具有(L+R)/2的样本值的信号以及具有(L-R)/2的样本值的信号被编码以用来代替L和R信道的编码，由于(L-R)/2信号是一较小值，这样就能用较少的比特数编码。
图16示出用上述方法编码的编码设备的示意性结构。
参看图16，信道变换电路119a将L信道信号190a和R信号190b变换成为(L+R)信道信号190c(具有(L+R)/2样本值的信号)和(L-R)信道信号190d(具有(L-R)/2的样本值的信号)。
(L+R)信道的信号190c和(L-R)信道的信号190d被分别发送到变换电路119b、119c，使得象在图2的变换电路111a中那样被变换。
来自变换电路119b的信号分量190e和来自变换电路119c的信号分量190f被分别送到信号分量编码电路119e和119f。这些信号分量编码电路119e和119f的操作类似于图2的信号分量编码电路111b。信号分量190e、190f还被送到控制电路119d。
控制电路119d分别根据变换电路119b、119c的信号分量190e、190f来分别确定在信号分量编码电路119e中编码(L+R)信道的信号分量时分配的比特数190g和在信号分量编码电路119f中编码(L-R)信道的信号分量时分配的比特数190h。在该比特数判定期间，也能分配全部比特从而使得在每个信道中比特数与信号能量成比例。
这样，根据由控制电路119d确定的分配比特数190g、190h，信号分量译码器119e和119f编码(L+R)信道的信号分量190e和(L-R)信道的信号分量190f。
由信号分量编码电路119e、119f的编码产生代码190i、190j，这二者均被送到代码串产生电路119g。该代码串产生电路119g分别从(L+R)和(L-R)信道的代码190i、190j中产生并输出代码串190k。
图17示出适合于译码由图16所示编码设备产生的代码串190k的译码电路的示意性结构。
在图17中，代码串分离电路211a从作为上述代码串190k的代码串210a中产生(L+R)信道的信号210b和(L-R)信道210c的信号。
(L+R)信道的代码210b和(L-R)信道的信号210c被分别送到信号分量译码电路211b和211c。这些信号分量译码电路211b和211c对代码进行类似于图5的信号分量译码电路114b的译码。
通过信号分量译码电路211b和211c译码获得的(L+R)信道的信号分量和(L-R)信道的信号分量被分别送到相关的逆变换电路211d、211e。该逆变换电路211d，211e执行类似于图5所示逆变换电路114c的逆变换。
由逆变换电路211d通过逆变换获得的(L+R)信道的信号210f和由逆变换电路211e通过逆变换获得的(L-R)信道的信号210g均被送到信道变换电路211f，该电路211f将(L+R)信道信号和(L-R)信道信号变换成用于输出的L信道信号210h和R信道信号210i。
除上述方法外，已知还有一种通过利用人类听觉系统的特性有效编码L和R信道信号的方法。该方法通过利用这样的事实，即主要在什么范围信号的信号情况下L和R信道信号的相位差影响音质的立体声效果，来实现有效编码。具体地讲，L和R信道这二者的信号在低频侧被编码，在高范围侧，(L+R)信道的信号波形利用L和R信道的归一化系数差被加以归一化和量化。
图18示出利用该编码方法的编码设备的示意性结构。
如图18所示，L信道信号220a和R信道信号220b被送到该编码设备并分别通过相关的变换电路221a、221b变换。这些变换电路221a、221b输出各信道220c、220d的信号分量，这些信号分量被送到相关的信号分量编码电路220f、220g。该信号分量编码电路221f、221g此后称之为B型信号分量编码电路。这些B型信号分量编码电路221f、221g分别编码L信道信号分量220c和R信道信号分量220d的低范围信号分量。
来自相关的变换电路221a、221b的各信道的信号分量220c、220d还被送到信号合成电路221d，该信号合成电路221d对L信道信号分量220c和R信道信号分量220d进行求和，以产生(L+R)信道信号分量220h。这些(L+R)信道信号分量220h被送到信号分量编码电路221e。信号分量编码电路221e此后称之为A型信号分量编码电路。
该A型信号分量编码电路221e利用L和R信道的归一化系数差来归一化和量化上述(L+R)信道信号分量的高范围侧信号分量。
控制电路221c与图6的控制电路119d基本类似。图18的控制电路211c确定来自信道合成电路211d的(L+R)信道的用于编码的分配比特数220e、L信道信号分量220c的用于编码的分配比特数220f、和R信道信号分量220d的用于编码的分配比特数220g。
从而，A型信号分量编码电路221e和B型信号分量编码电路221f、221g根据由控制电路221c确定的分配比特数220e、220f和220g来编码(L+R)信道信号分量220h、L信道信号分量220c和R信道信号分量220d。
通过A型信号分量编码电路221e和B型信号分量编码电路221f、221g的编码得出代码220k、220l和220m的信息，这些信息被送到代码串产生电路221h。代码串产生电路然后从代码220k、220l和220m中产生代码串220n并输出产生的代码串220n。
图19示出图18的结构中A型信号分量编码电路221e的示意性结构。图19的信号分量编码电路221e在结构上基本类似于图4所示的信号分量编码电路的结构，不同之处在于信号分量编码电路221e的输出信号中没有归一化系数信息。
在图19中，作为来自信道合成电路221d的(L+R)信道的信号分量220h的信号分量230a由归一化电路231a逐预置频带地被归一化，并送到量化精度判定电路231b。量化精度判定电路231b根据上述信号分量230a和相应于上述分配比特数220e的分配比特数230b来计算量化精度信息230e。
来自归一化电路231a的归一化频谱系数数据230c和来自量化精度判定电路231b的量化精度信息230e被送到量化电路231c，量化电路231c然后根据量化精度信息230e来量化归一化频谱系数数据230c。量化电路231c的量化得出代码230f，代码230f作为图18的代码220k与量化精度信息230e同时输出。
图20示出B型信号分量编码电路221f、221g的示意性结构。
在图20中，B型信号分量编码电路通过信号分离电路241a将作为来自图18的变换电路221a的L信道信号220c或来自该变换电路的R信道信号分量220d的信号分量240a分离成低范围信号分量240c和高范围信号分量240d。
通过归一化电路241b、量化电路241e和量化精度判定电路241d编码低范围信号分量240c。量化精度判定电路241d根据来自图18的控制电路221c的用于编码的分配比特数240b来确定量化精度。
另一方面，高范围侧信号分量240d通过归一化电路241c被归一化，使得只有归一化的频谱系数数据被输出。
来自低范围侧量化精度判定电路241d的量化精度信息240f、来自量化电路241e的代码240h、来自归一化电路241b的归一化系数信息240i和来自高范围侧归一化电路241c的归一化频谱系数数据240g被作为图18的代码220l或220m被发送到图18的代码串产生电路221h。
图21示出由图18的代码串产生电路221h产生的代码串的示意性结构。
在图21中，代码串包括包括同步信号和低频范围的编码单元数的头标；第一信道(L信道)的低范围侧的编码数据；第二信道(R信道)的低范围侧的编码数据；和高范围侧的编码数据。对于低范围侧，给出量化精度数据、归一化系数数据和频谱系数数据作为用于第一信道(L信道)和用于第二信道(R信道)的独立的编码数据。然而，对于高范围侧，除了用于第一信道(L信道)和第二信道(R信道)的归一化系数信息之外，还给出两个信道(第一和第二信道)的公共数据。这样，在图21中，量化精度信息和频谱系数数据是用于第一和第二信道的公共数据。
图22示出用于译码图21中所示的代码串的编码数据的译码设备的示意性结构。
在图22中，图21中所示的代码串的编码数据250a通过代码串分离电路251a被分离成L和R信道。然而，作为两个信道的公共数据的高范围数据被送到两个信号分量译码电路251b和251c。通过信号分量译码电路251b译码L信道编码数据250b，而通过信号分量译码电路251c译码R信道编码数据250c。
通过这些信号分量译码电路251b、251c译码的信号分量250d、250e被送到相关的逆变换电路251d、251e，在这里，信号分量被逆变换，以复原L信道时域信号250f和R信道时域信号。
在参考图16所说明的对相应于整个范围的(L+R)信道和(L-R)信道的信道进行编码的方法中，这两个信道需要被编码，即使信道中的一个具有低信号电平。这就强制限制了编码压缩效率的改进。如图18解释的，采用仅对高范围侧的归一化系数编码的方法，编码整个范围的归一化系数需要相应的比特数。还有，采用上述方法，对于L和R两个信道在整个频率范围内需要执行变换处理和逆变换处理，这样就需要大量的处理和缓冲存储器的容量。
这样，在该实施例中，对于低频域侧，对两个L和R信道信号或能复原L和R信号的信号进行编码。另一方面，对于高范围信号，采用被L和R信道使用的公共信号或只改变信号电平的L和R信道的公共信号来再现，以实现高效编码以及降低译码和编码的处理量。这将参照附图加以说明。
图23示出适用于执行由上述本实施例的方法进行编码的编码设备的示意性结构。
在图23中，L信道信号260a和R信道信号260b分别被提供给变换电路261a、261b。这些变换电路261a、261b与原先描述的类似，并执行对各输入信号的变换处理。由变换电路261a变换的L信道信号分量260c被送到低范围信号分离电路261g，而由变换电路261b变换的R信道信号分量260d被送到低范围信号分离电路261h。
低范围信号分离电路261g、261h只分离所提供的信号分量的低范围侧的信号分量，以传输分离的低范围信号作为低范围信号分量260j、260k到相关的信号分量编码电路261j、261k。
馈入低范围侧L信道信号分量260j的信号分量编码电路261j和馈入低范围侧R信道信号分量260k的信号分量编码电路261k编码L和R信道的低范围信号分量。信号分量编码电路261j、261k输出代码260m、260n，并送到代码串产生电路261l。
虽然L和R信道的低范围信号分量被编码，但仍有可能编码能复原两个L和R信道的低范围信号分量的信号。
来自变换电路261a、261b的各信道260c、260d的信号分量均被送到信道合成电路261e，该信道合成电路261e然后对L和R信道的信号分量260c、260d求和，以输出得出的(L+R)的信道信号分量260h。(L+R)信道信号分量260h被送到高范围信号分离电路261f。
高范围信号分离电路261f只分离被提供的(L+R)信道信号分量260h的高范围侧信号分量，以产生高范围信号分量260i，并送到信号分量编码电路261i。
信号分量编码电路261j编码(L+R)信道的高范围信号分量260i，以产生高范围代码260i，并送到代码串产生电路261l。
虽然在本实施例中作为L和R信道公共信号的(L+R)信道高范围信号分量被编码，但还可能编码只修改信号电平的L和R信道的公共信号。
控制电路261c确定对应(L+R)信道的高范围信号分量260i的用于编码的分配比特数260e、对应L信道的低范围信号分量260j的用于编码的分配比特数260f、和对应R信道的低范围信号分量260k的用于编码的分配比特数260g。稍后将具体说明通过控制电路控制用于编码的分配比特数的特殊方法。
因此，信号分量编码电路261i、261j和261k根据由上述控制电路261c确定的分配比特数260e、260f和260g分别编码(L+R)信道的高范围信号分量260i、L信道的低范围信号分量260j和R信道的低范围信号分量260k。
上述代码串产生电路261l从分别由信号分量编码电路261i、261j和261k提供的代码260l、260m和260n中产生代码串260。
图24示出图23的信号分量编码电路261i、261j和261k的结构。
在图24中，作为(L+R)信道的高范围信号分量260i、L信道的低范围信号分量260j和R信道的低范围信号分量260k之一的信号分量270a通过归一化电路271a逐预置频带地被归一化，同时被送到量化精度判定电路271b。该量化精度判定电路271b根据信号分量270a和相应于用于编码的分配比特数260e、260f和260g之一的信号分量270b来计算该量化精度信息270d。
来自归一化电路271a的归一化频谱系数数据270c和来自量化精度判定电路271b的量化精度信息270d被送到量化电路271c。量化电路271c根据量化精度信息270d来量化归一化频谱系数数据270c。来自量化电路271c的量化代码270e作为代码260l、260m和260n之一与上述量化精度信息270d和归一化系数信息270f同时被输出。
图25示出求出由图23的控制电路261c在每帧中分配给信号分量编码电路261i、261j和261k的有用比特数的数据的处理举例。该有用比特数是由上述分配比特数260e、260f和260g规定的。在图25中，(L+R)信道的高范围信号分量260i的基于帧的有用比特数的数据被规定为Bh，而L信道的低范围信号分量260j的基于帧的有用比特数的数据被规定为B1，和R信道的低范围信号分量260k的基于帧的有用比特数的数据被规定为B2。也就是说，由比特数的数据Bh规定的比特数相应于由图23的信号分量编码电路261i输出的代码260l的基于帧的比特数，而由比特数的数据B1规定的比特数相应于由图23的信号分量编码电路261j输出的代码260m的基于帧的比特数，并且由比特数的数据B2规定的比特数相应于由图23的信号分量编码电路261k输出的代码260n的基于帧的比特数。
参照图25，(L+R)信道的高范围侧信号能量Eh在步骤S101求出，L信道的低范围侧信号的信号能量E1在步骤S102求出，和R信道的低范围侧信号的能量E2在步骤S103求出。
在步S104，这样求出的信号能量Eh、E1和E2利用用于(L+R)信道的加权系数Ah、用于L信道的加权系数A1和用于R信道的加权系数A2进行加权相加处理，以便求出处理结果S。
在步骤S105和S106，能被分配给L和R信道的头标部分以外的总比特数B被分配作为用于比特数B1和B2的上述数据，使其与信号分量编码电路261j、261k的各编码部分的加权能量成比例。在步骤S107，总比特数的剩余部分由信号分量编码电路261i分配到该编码部分作为上述比特数的数据。
图26示出由图23的编码设备输出的代码串的示意性结构。
在图26中，代码串包括头标，该头标的组成有，同步信号和低范围编码单元数；第一信道(L信道)的低范围侧编码数据(量化精度信息、归一化系数信息和频谱系数数据)；第二信道(R信道)的低范围侧编码数据(量化精度信息、归一化系数信息和频谱系数数据)；和(L+R)信道的低范围侧编码数据(量化精度信息、归一化系数信息和频谱系数数据)。在图26中，由于高范围侧归一化系数信息的一个信道足以与图21的代码串相区别，所以能用较小的比特数编码。如果高范围侧的信号被共同使用，则声音的传播感觉被轻微失真。然而，由于是低范围侧信号而不是高范围侧信号，更有助于增加立体声感受，用户仍能享受立体声再现。
图27示出用于译码图26所示代码串的译码设备的示意性结构。
在图27中，图26所示代码串的编码数据280a通过代码串分离电路281a分离成高范围侧(L+R)信道和低范围侧R信道。高范围侧(L+R)的编码数据280b由信号分量译码电路281b译码，而低范围侧L信道的编码数据280c通过信号分量译码电路281c译码，和低范围侧R信道的编码数据280d由信号分量译码电路281d译码。
分别由信号分量译码电路281b和281c译码的高范围侧(L+R)信道和低范围侧L信道的信号分量280e、280f被送到信号分量合成电路281e。分别由信号分量译码电路281b和281d译码的高范围侧(L+R)信道和低范围侧R信道的信号分量280e、280g被送到信号分量合成电路281f。
信号分量合成电路281e合成高范围侧(L+R)信道的信号分量280e和低范围侧L信道的信号分量280f，以合成低范围和高范围侧，以便将从合成得出的整个范围的L信道信号分量280h传送到逆变换电路281h。
信号分量合成电路281f合成高范围侧(L+R)信道的信号分量280e和低范围侧R信道的信号分量280g，以合成低范围和高范围侧，以便将从合成得出的整个范围的L信道信号分量280i传送到逆变换电路281i。
这些逆变换电路281h、281i逆变换整个范围的L和R信道的信号分量，以复原L信道的时域信号280j和R信道的时域信号280k。从前面的描述可明显看出，通过利用本发明的方法，能用较小的比特数对立体声信号译码。
还有，通过利用本发明修改实施例的方法，可有效减少处理量和缓冲存储器容量。下文说明用于减少处理量和缓冲存储器容量的改进。
图28示出改进的编码设备的示意性结构，其中的处理是通过组合使用频带分离滤波器和前向正交变换电路进行的。
在图28中，L信道信号290a和R信道信号290b分别被送到频带分离过滤器291a、291b。频带分离滤波器291a分离L信道信号290a为低范围和高范围信号，而频带分离滤波器291b分离R信道信号290b为低范围和高范围信号。
由频带分离滤波器291a分离的L信道的低范围信号290d被送到前向正交变换电路291e，而由频带分离滤波器291b分离的R信道的低范围信号290f被送到前向正交变换电路290j。
由频带分离滤波器291a、291b分离而获得的L和R信道高范围信号290c、290e被送到信道合成电路291c，以便合成为(L+R)信道的高范围信号，该信号被送到前向正交变换电路291d。
这些前向正交变换电路291d、291e、291f用前向正交变换来处理输入信号，以产生信号分量290h、290i、290j，这些信号分量被送到相关的信号分量编码电路291h、291i、291j。
来自前向正交变换电路291d、291e、291f的信号分量290h、290i、290j还被送到控制电路291g。如图23的情况，根据来自前向正交变换电路291d、291e和291f的信号分量290h、290i和290j，控制电路291g确定(L+R)信道的高范围信号分量290h的用于编码的分配比特数290k、L信道的低范围信号分量290i的用于编码的分配比特数290l和R信道的低范围信号分量290j的用于编码的分配比特数290m。
这样，根据由控制电路291g设置的分配比特数290k、290l和290m，上述信号分量编码电路291h、291i、291j编码相关的(L+R)信道290h的高范围信号分量290h、L信道的低范围信号分量290i和R信道的低范围信号分量290j。
代码串产生电路291k，类似于图26所示的那样，从来自信号分量编码电路291h、291i、291j的代码290n、290o和290p中产生代码串290q，并输出所产生的代码串290j。
值得注意的是，图28的结构为，由于在高范围侧的前向正交变换是在两个信道上((L+R)信道)共同进行的，诸如编码的处理只需要进行一次，因此就节约了处理量和缓冲存储器的空间。具体地讲，采用输出图21所示代码串的上述方法，需要对L和R信道独立地求出归一化系数数据，即使是将频带分离滤波器和前向正交变换电路的组合用作为变换电路也是一样，因此，需要在两个信道上执行连同在高范围侧的变换在内的处理。采用应用到图28结构的方法，对两个信道仅进行一次高范围侧信号的前向正交变换处理操作就足够了。
图29示出适用于译码由图28的编码设备产生的代码串的译码设备的示意性结构。
在图29中，类似于图26中所示的编码数据的代码串的编码数据310a通过代码串分离电路311a分离成高范围侧(L+R)信道和低范围侧L和R信道。高范围侧(L+R)信道的编码数据310b通过信号分量译码电路311b译码，而低范围侧L信道的编码数据310c通过信号分量译码电路311c译码，低范围侧R信道的编码数据310d通过信号分量译码电路311d译码。
由信号分量译码电路311b、311c和311d译码的高范围侧(L+R)信道、低范围侧L信道和低范围侧R信道的信号分量310e、310f、310g被送到相关的逆正交变换电路311e、311f和311g，以进行逆正交变换。
来自逆正交变换电路311e的高范围侧(L+R)信道的信号310h和来自逆正交变换电路311f的低范围侧R信道的信号310i被送到频带合成滤波器311h，该频带合成滤波器311h然后合成该高范围侧(L+R)信道310h和低范围侧R信道310i，以合成该低和高范围，以便输出得出的全范围L信道时域信号310k。
来自逆正交变换电路311e的高范围侧(L+R)信道的信号310h和来自逆正交变换电路311g的低范围侧R信道的信号310j被送到频带合成滤波器311i，该频带合成滤波器311i然后合成该高范围侧(L+R)信道310h和低范围侧R信道310j，以合成该低和高范围，以便输出得出的全范围R信道时域信号310l。
已经看到，采用图29的译码设备，它在公共(L+R)信道上只执行一次高范围侧逆正交变换就足够了。采用用于译码图22所示代码串的方法，必须对整个频率范围的L和R信道执行独立的逆正交变换处理，即使如上所述使用逆正交变换和带合成滤波器的组合作为逆变换电路也是如此，这是因为每个信道的归一化系数不同。采用本实施例的上述译码方法，能节约处理量和缓冲存储器空间。
图26中示出的代码串能够被再现，使得高范围侧L和R信道将具有不同信号电平，以改进立体声感受。
图30示出这种译码设备的结构。
在图30中，类似于图26所示的代码串的编码数据320a通过代码串分离电路321a分离成高范围侧(L+R)信道和低范围侧R信道。高范围侧(L+R)信道的编码数据320b通过信号分量译码电路321b译码，而低范围侧L信道的编码数据320c通过信号分量译码电路321c译码，低范围侧R信道的编码数据320d通过信号分量译码电路321d译码。
高范围侧(L+R)信道、低范围侧L信道和低范围侧R信道的信号分量320e、320f和320g被送到相关的逆正交变换电路321e、321f和321g，用于逆正交变换。
来自逆正交变换电路321f的L信道低范围信号320i和来自逆正交变换电路321g的低范围侧R信道信号320j被送到相关的频带合成滤波器321k和321l，并同时送到加权判定电路321h。该加权判定电路321h为L和R信道设置加权系数，以便将这样设置的L和R信道的加权系数送到相关的加权电路321i、321j。
来自逆正交变换电路321e的(L+R)信道的高范围信号320h馈给加权电路321i、321j。这些加权电路321i、321j在(L+R)信道高范围信号320h上为L和R信道独立地执行加权。通过加权电路321i为L信道加权的(L+R)信道高范围信号320m被送到频带合成滤波器321k，而通过加权电路321j为R信道加权的(L+R)信道高范围信号320n被送到频带合成滤波器321l。
也就是说，在图30的译码设备中，加权判定电路321h从L和R信道的低范围侧信号电平中确定加权系数320k、320l，而加权电路321i、321j校正各信号的样本值，使得其与加权系数320k、320l成比例。
频带合成滤波器321k以合成低和高范围的方式来合成对L信道加权的(L+R)信道的高范围信号320m及上述L信道的低范围信号320i，以输出整个范围的得出的L信道时域信号320o。
频带合成滤波器321l以合成低和高范围的方式来合成对R信道加权的(L+R)信道的高范围信号320n及上述R信道的低范围信号，以输出整个范围的得出的R信道时域信号320p。
图31示出处理举例，其中，图30的译码设备的加权判定电路321h确定第一信道(L信道)的加权系数320k(图31中表示为加权参数r1)，和第二信道(R信道)的加权系数320l(图31表示为加权参数r2)。
在该处理中，高范围侧的信号能量也分布到L和R信道，使得与低范围侧的信号能量成比例。因此，在步骤S201，利用L信道低范围信号320i求出L信道的高范围侧信号能量EI1，使得信号能量EI1与L信道低范围信号320i的能量成比例。相类似，在步骤S202，利用R信道低范围信号320j求出R信道的高范围侧信号能量EI2，使得信号能量EI2与R信道低范围信号320j的能量成比例。
然后，在步骤203，求出L信道的高范围侧信号能量EI1和R信道的高范围侧信号能量EI2之和SI。在步骤S204，信号能量EI1被SI除的商的平方根被作为第一信道(L信道)的加权参数r1。相类似，信号能量EI2被SI除的商的平方根被作为第二信道(R信道)的加权参数r2。从加权参数r1和r2之间的关系中很容易理解，加权参数r2能从步骤S205的公式中求出。
在上述举例中，高范围侧信号被L和R信道共用。然而，用于L和R信道的电平控制数据，例如加权参数，也可以包括在代码串中。这就提高了更真实的立体声感受。低范围信号可在变换成(L+R)信道和(L-R)信道之后被编码，而不是被作为L和R信道编码。通过这样做，(L+R)信道信号的电平变化，从而实现了更有效的编码，特别是在L和R信道之间强相关的情况下更是如此。
图32示出包括上述两种方法的编码设备的修改的结构。
在图32中，L信道信号330a和R信道信号330b分别馈给频带分离滤波器331a和331b。频带分离滤波器331a将L信道信号330a分离成为低范围和高范围信号，而频带分离滤波器331b将R信道信号330b分离成为低范围和高范围信号。
由频带分离滤波器331a分离的L信道低范围信号330d和由频带分离滤波器331b分离的R信道低范围信号330f均被送到信道变换电路331d。
信道变换电路331d将L信道低范围信号330d和R信道低范围信号330f变换成(L+R)信道低范围信号330h和(L-R)信道低范围信号330i。
(L+R)信道低范围信号330h被送到前向正交变换电路331f，而(L-R)信道低范围信号330i被送到前向正交变换电路331g。
通过频带分离滤波器331a、331b分离的L和R信道的高范围信号330c、330e均被送到信道合成电路331c，以便在送到前向正交变换电路331e之前，通过信道合成电路331c合成为(L+R)信道高范围信号330g。
上述前向正交变换电路331e、331f和331g用前向正交变换处理输入信号，以产生信号分量330j、330k、330l，这些分量分别被送到相关的信号分量编码电路331i、331j、331k。
来自前向正交变换电路331e、331f、331g的信号分量330j、330k、330l还被送到控制电路331h。控制电路331h确定用于(L+R)信道的高范围信号分量330j的用于编码的分配比特数330m、用于(L+R)信道的低范围信号分量330k的用于编码的分配比特数330n和用于(L-R)信道的低范围信号分量330l的用于编码的分配比特数330o。
这样，上述信号分量编码电路331i、331j和331k根据由控制电路331h确定的分配比特数330m、330n和330o来编码(L+R)信道的高范围侧信号分量330j、(L+R)信道的低范围信号分量330k和(L-R)信道的低范围信号分量330l。
由频带分离滤波器331a、331b分离的L和R信道的高范围信号330c和330e还被送到加权电路331m，该加权电路331m然后通过随后将说明的方法为L和R信道设置加权系数(加权系数)330s。
代码串产生电路331l利用来自信号分量编码电路331i、331j和331k的代码330p、330q和330r和来自加权判定电路331m的加权系数330s来产生并输出代码串330t。
用于(L+R)信道的编码方法可与用于(L-R)信道的编码方法不同。例如，用于(L+R)信道的编码方法可以使用固定代码长度以用较小的处理量进行可能的编码和译码，或者，用于(L-R)信道的编码方法可以使用可变长度编码，以便降低编码和译码处理量而提高其编码效率。这就能够使构成的代码串在非立体声再现足够时使用简单硬件结构进行再现，以及也使立体声再现成为可能。作为较高编码效率的编码方法，不仅可以使用变长度编码，而且也可使用用于独立编码具有集中信号能量的音调分量的编码方法。也可能使用用于(L+R)和(L-R)信道的具有不同变换块长度的正交变换。
图33示出加权判定电路331m确定加权系数330s(图33的参数R1)的方法的处理举例。
在图33中，在步骤S301求出L信道高范围信号330c的信号能量Eh1，和在步骤S302求出R信道高范围信号330e的信号能量Eh2。
然后在步骤303，求出L信道的高范围侧信号能量Eh1和R信道的高范围侧信号能量Eh2之和Sh。在步骤S304，求出信号能量Eh1或Eh2被Sh除的商的平方根R1。R1的这个值被作为上述加权参数送到代码串产生电路331l，在这里它被编码作为该代码串的一部分。
图34示出由图32的代码串产生电路331l产生的代码串的举例。
参考图34，代码串包括一头标，该头标的组成有同步信号、低范围编码单元数和上述加权参数R1；第一信道(L+R信道)的低范围侧编码数据(量化精度信息、归一化系数信息和频谱系数数据)；第二信道(L-R信道)的低范围侧编码数据(量化精度信息、归一化系数信息和频谱系数数据)；和(L+R)信道的高范围侧编码数据(量化精度信息、归一化系数信息和频谱系数数据)。
图35示出用于译码由图32的编码设备产生的代码串的译码设备的示意性结构。
参照图35，图34的代码串的编码数据340a通过代码串分离电路341a分离成高范围侧(L+R)信道的编码数据、低范围侧(L+R)信道的编码数据和低范围侧(L-R)信道的编码数据。高范围侧(L+R)信道的编码数据340b通过信号分量译码电路341b译码，而低范围侧(L+R)信道的编码数据340c通过信号分量译码电路341c译码，并且低范围侧(L-R)信道的编码数据340d通过信号分量译码电路341d译码。
由信号分量译码电路341b、341c和341d分别译码的高范围侧(L+R)信道、低范围侧(L+R)信道和低范围侧(L-R)信道的信号分量340e、340f和340g被分别送到相关的逆正交变换电路341e、341f和341g，以进行逆正交变换。
来自逆正交变换电路341f的(L+R)信道的低范围信号340i和来自逆正交变换电路341g的(L-R)信道的低范围信号340j被送到信道变换电路341i，以变换成L信道低范围信号340m和R信道低范围信号340n。这些L信道低范围信号340m和R信号低范围信号340n被分别送到相关的频带合成滤波器341l和341m。
来自逆正交变换电路341e的(L+R)信道的高范围信号340h被送到加权电路341j、341k。
由代码串分离电路341a从代码串分离的加权系数340k(加权参数R1)被馈给加权电路341j。由加权系数计算电路341h从加权系数340k计算出的加权系数3401(加权参数R2)馈给加权电路341k。加权系数340k(加权参数R1)和加权系数3401(加权参数R2)彼引相关联，在方式上类似于图31的加权参数r1和r2之间的关系，并代表用于高范围侧L和R信道的加权系数(加权参数)。也就是说，在图35的译码电路中，为校正各信号的样本值而进行加权，使得样本值分别和与L和R信道相关联的加权系数(加权参数R1和R2)成比例。
对应于由加权电路341j加权的(L+R)高范围信号340h的(L+R)信道高范围信号340o被送到馈入来自信道变换电路341i的L信道低范围信号340m的频带合成电路341l。对应于由加权电路341k加权的(L+R)高范围信号340n的(L+R)信道高范围信号340p被送到馈入来自信道变换电路341i的R信道低范围信号340n的频带合成电路341m。
频带合成滤波器341l以合成低和高范围的方式合成对L信道加权的高范围信号340o，和L信道低范围信号340m，以输出通过合成获得的整个范围的L信道时域信号340q。频带合成滤波器341m以合成低和高范围的方式合成对R信道加权的(L+R)高范围信号340p，和R信道低范围信号340n，以输出通过合成获得的整个范围的R信道时域信号340r。
图36示出通过图35的加权系数计算电路341h计算加权系数340l(加权参数R2)的处理举例。
在图36中，在步骤S401，从1中减去R1的平方值，并将得出的差值的平方根求出作为R2。同时，R1是相应于加权系数340k的加权参数。R2的值被作为上述加权系数340p送给上述频带合成滤波器341m。
采用参照图32和35说明的方法，通过利用上述获得的加权参数R1和R2和附加少量比数，并通过其自身高范围侧的能量比例，就能确定高范围侧信号分布，从而能够由原始声信号再现真实的立体声感受。
值得注意的事实是，采用编码设备的前向正交变换电路和译码设备的逆正交变换，L和R信道就能公共用于高范围侧，这样，同上述方法相比较，就能节约处理量和缓冲存储器空间。
以上已经描述了使用用于将频谱分离成高和低范围的分离滤波器的情况。然而，本发明能够应用于频谱分离数大于2的情况。
图37和38示出当本发明的方法应用于频谱分离数是4的情况下编码设备(图37)和译码设备(图38)的结构。如参照图8所解释的，进行归一化处理的编码单元的设置与通过频带分离滤波器的频带分离宽度无关。应注意，与逐编码单元地改变L和R信道的电平的上述方法不同，能对两个信道共同处理用于高范围侧的前向正交变换和用于高范围侧的逆正交变换，这样就再次节约了处理量和缓冲存储器的空间。
在图37的编码设备中，L信道信号350a和R信道信号350b被分别送到频带分离滤波器351a、351b。频带分离滤波器351a将L信道信号350a分离成4个频带信号350c1、350c2、350c3和350d。频带分离滤波器351b类似地将R信道信号350b分离成4个频带信号350e1、350e2、350e3和350f。
由频带分离滤波器351a分离的L信道最低信号350d和由频带分离滤波器351b分离的R信道最低信号350f均被送到信道变换电路351c。
信道变换电路351c将L信道最低信号350d和R信道最低信号350f变换成(L+R)信道最低信号350h和(L-R)信道最低信号350i。
(L+R)信道最低信号350h和(L-R)信道最低信号350i被分别送到前向正交变换电路351d、351e。来自前向正交变换电路351d、351e的信号分量350j、350k被分别送到相关的信号分量编码电路351k、351l。
由频带分离滤波器351a和351b分离的L和R信道的3个剩余的高范围侧信号350c1、350c2、350c3以及350el、350e2、350e3被送到与各分离频带相关设置的信道合成电路351f1、351f2和351f3。信道合成电路351f1合成L和R信道的最高范围侧的信号350c1、350e1，以产生(L+R)信道最高信号350g1。信道合成电路351f2合成L和R信道的第二高范围侧信号350c2、350e2，以产生(L+R)信道的第二高信号350g2。信道合成电路351f3合成L和R信道的第三高范围侧信号350c3、350e3，以产生(L+R)信道的第三高信号350g3。
来自信道合成电路351f1、350f2和350f3的高范围信号350g1、350g2和350g3被送到前向正交变换电路351g1、351g2和351g3，以进行前向正交变换。由前向正交变换电路351g1、351g2和351g3通过前向正交变换获得的信号分量350m1、350m2和350m3分别被送到信号分量编码电路351j。
来自前向正交变换电路351d、351e、351g1、351g2和351g3的信号分量350j、350k、350m1、350m2和350m3被送到控制电路351i。控制电路351i确定(L+R)信道的高范围侧信号分量350ml、350m2和350m3的用于编码的分配比特数350n、(L+R)信道最低信号分量350j的用于编码的分配比特数350o和(L-R)信道最低信号分量350k的用于编码的分配比特数350p。
这样，根据由控制电路351i确定的分配比特数350n、350o和350p，信号分量编码电路351j、351k和351l编码(L+R)信道的(L+R)信道高范围侧信号分量350ml、350m2和350m3，(L+R)信道的最低信号分量350j和(L-R)信道的最低信号分量350k。
通过频带分离滤波器351a、351b在分离成4个所获得的高范围侧3个频带信号350c1、350c2、350c3、350e1、350e2和350e3还被送到加权判定电路351h，加权判定电路351h然后通过上述方法确定用于L和R信道的加权系数(加权参数)350l。
代码串产生电路351l利用来自信号分量编码电路351j、351k和351l的代码350q、350r和350s以及来自加权判定电路351h的加权系数350l来产生并输出代码串350t。
图38的译码设备将由图37的编码设备产生的代码串的编码数据360a通过代码串分离电路361a分离成(L+R)信道、最低范围侧的(L+R)信道和最低范围侧的(L-R)信道的3个高侧频带的编码数据。(L+R)信道的3个高侧频带的编码数据360h1、360h2和360h3通过相关的信号分量译码电路361g1、361g2和361g3译码。最低范围侧的(L+R)信道的编码数据360b通过信号分量译码电路361b译码，而最低范围侧的(L-R)信道的编码数据360c通过信号分量译码电路361c译码。
高范围侧3个频带(L+R)信道、最低侧(L+R)信道和最低侧(L-R)信道的信号分量360i1、360i2、360i3、360d和360e被送到相关的逆正交变换电路361h1、361h2、361h3、361d和361e，以进行逆正交变换。
来自逆正交变换电路361d的最低范围(L+R)信道信号360f和来自逆正交变换电路361e的最低范围(L-R)信道信号360g被送到信号变换电路361f，以被变换成最低L信道信号360m和最低R信道信号360n。最低L信道信号360m和最低R信道信号360n被分别送到相关的加权电路361l、361m。
另一方面，来自逆正交变换电路361h1、361h2和361h3的高范围侧3个(L+R)信道信号360j1、360j2和360j3被送到相关的加权电路361j1、361j2、361j3、361k1、361k2和361k3。
由代码串分离电路361a从代码串360k中分离出的加权系数馈给加权电路361j1、361j2、361j3。通过加权系数计算电路361i从加权系数360k中计算出的加权系数360l被馈给加权电路360k1、361k2和361k3。加权系数360k和加权系数360l之间的关系类似于图35的加权系数340k、340l之间的关系。
在通过相关的加权电路361j1、361j2和361j3加权该高范围侧3个频带(L+R)信道信号360j1、360j2和360j3时获得的高范围侧3个频带(L+R)信道信号360o1、360o2和360o3被送到馈入有来自信道变换电路361f的L信道的最低信号360m的频带合成电路361l。另一方面，由加权电路361k1、361k2和361k3加权的高范围侧3个频带(L+R)信道信号360p1、360p2和360p3被送到馈入有来自信道变换电路361f的R信道的最低信号360n的频带合成电路361m。
频带合成滤波器361l通过合成低范围和高范围信号的方式合成对L信道加权的高范围侧3个频带(L+R)信道信号360o1、360o2和360o3和最低L信道信号360m，以便输出从合成得出的整个范围的L信道时域信号360q。另一方面，频带合成滤波器361m通过合成低范围和高范围信号的方式合成对R信道加权的高范围侧3个频带(L+R)信道信号360p1、360p2和360p3和最低R信道信号360n，以便输出从合成得出的整个范围的R信道时域信号360r。
虽然利用L和R两个信道进行了以上描述，但本发明也可应用于3个或更多信道的声音信号。通过编码设备的上述实施例产生的代码串，即编码的比特流，能被记录在记录介质上，例如光盘、磁盘、磁带或半导体存储器，或能通过传输线，例如光缆、电波或红外线进行传输。
虽然利用正交变换进行了描述，但本发明的方法也适用于只利用频带分离滤波器的情况。
权利要求
1.一种用于对输入信号编码的方法，包括分离步骤，用从由多个输入信号中提取出的一信号中产生多个低范围信号和数目少于输入信号的高范围信号；低范围编码步骤，用于编码每个所述多个低范围侧信号；高范围编码步骤，用于编码所述高范围侧信号，并产生通过所述编码步骤获得的编码信息；和产生步骤，用于根据通过所述低范围编码步骤和高范围编码步骤编码的信号和所述编码信息来产生代码串。
2.根据权利要求1所述的编码方法，其中所述高范围编码步骤对高范围侧信号归一化和编码，所述高范围编码步骤还产生含有在所述编码时获得的归一化系数的编码信息。
3.根据权利要求2所述的编码方法，其中所述分离步骤从由多个输入信号中提取出的信号中产生所述多个输入信号的相同的高范围侧信号；和其中所述高范围编码步骤编码高范围侧信号，并产生包含有在编码时获得的归一化系数信息的编码信息。
4.根据权利要求1所述的编码方法，其中所述分离步骤从由多个输入信号中提取出的信号中产生所述多个输入信号的相同的高范围侧信号。
5.根据权利要求1所述的编码方法，其中在所述分离步骤中，声信号的右信道和左信道信号是输入信号。
6.根据权利要求5所述的编码方法，其中所述分离步骤从声信号的右信道和左信道信号中产生多个低范围信号和数目少于输入信号的高范围信号。
7.根据权利要求5所述的编码方法，其中所述分离步骤从根据所述声信号的左信道信号和右信道信号之和而产生的信号中产生多个低范围信号和数目少于输入信号的高范围信号。
8.根据权利要求1所述的编码方法，还包括加权计算步骤，用于计算与每个输入信号相关联的所述高范围侧信号的加权信息；所述产生步骤产生通过所述低范围和高范围编码步骤、所述编码信息和加权信息编码的信号。
9.根据权利要求1所述的编码方法，其中所述分离步骤频带分离从多个输入信号提取出的信号，并从由所述频带分离产生的多个频带信号中产生多个低范围信号和数目少于输入信号的高范围信号；所述低范围编码步骤对频带分离低范围信号进行前向正交变换，以产生频谱信号分量；和所述高范围编码步骤对频带分离高范围信号进行前向正交变换，以产生频谱信号分量。
10.根据权利要求9所述的编码方法，还包括加权计算步骤，用于逐频带地计算与输入信号相关联的高范围信号的加权系数信息；所述产生步骤根据通过所述低范围和高范围编码步骤、所述编码信息产生的编码信号和加权信息来产生代码串。
11.根据权利要求1所述的方法，其中所述低范围编码步骤通过不同的编码系统编码所述多个低范围信号。
12.一种用于对输入信号编码的设备，包括分离装置，用于从由多个输入信号中提取出的一信号中产生多个低范围信号和数目少于输入信号的高范围信号；低范围编码装置，用于编码每个所述多个低范围侧信号；高范围编码装置，用于编码所述高范围侧信号，并产生通过所述编码装置获得的编码信息；和产生装置，用于根据由所述低范围编码装置和高范围编码装置编码的信号和所述编码信息来产生代码串。
13.根据权利要求12所述的编码设备，其中所述高范围编码装置对高范围侧信号进行归一化和编码，所述高范围编码装置还产生含有在所述编码时获得的归一化系数的编码信息。
14.根据权利要求13所述的编码设备，其中所述分离装置从由多个输入信号中提取出的信号中产生所述多个输入信号的相同的高范围侧信号；和其中所述高范围编码装置编码高范围侧信号，和产生包含有在编码时获得的归一化系数信息的编码信息。
15.根据权利要求12所述的编码设备，其中所述分离装置从由多个输入信号中提取出的信号中产生所述多个输入信号的相同的高范围侧信号。
16.根据权利要求12所述的编码设备，其中在所述分离装置中，声信号的右信道和左信道信号是输入信号。
17.根据权利要求16所述的编码设备，其中所述分离装置从声信号的右信道和左信道信号中产生多个低范围信号和数目少于输入信号的高范围信号。
18.根据权利要求16所述的编码设备，其中所述分离装置从根据所述声信号的左信道信号和右信道信号之和而产生的信号中产生多个低范围信号和数目少于输入信号的高范围信号。
19.根据权利要求12所述的编码设备，还包括加权计算装置，用于计算与每个输入信号相关联的所述高范围侧信号的加权信息；所述产生装置产生通过所述低范围和高范围编码装置、所述编码信息和加权信息编码的信号。
20.根据权利要求12所述的编码设备，其中所述分离装置频带分离从多个输入信号中提取出的信号，和从由所述频带分离产生的多个频带信号中产生多个低范围信号和数目少于输入信号的高范围信号；所述低范围编码装置对频带分离低范围信号进行前向正交变换，以产生频谱信号分量；和所述高范围编码装置对频带分离高范围信号进行前向正交变换，以产生频谱信号分量。
21.根据权利要求20所述的编码设备，还包括加权计算装置，用于逐频带地计算与输入信号相关联的高范围信号的加权系数信息；所述产生装置根据由所述低范围和高范围编码装置、所述编码信息编码的信号和加权信息来产生代码串。
22.根据权利要求12所述的编码设备，其中所述低范围编码装置通过不同的编码系统编码所述多个低范围信号。
23.一种用于对代码串译码的方法，包括分离步骤，用于分离代码串，该代码串具有在编码根据多个信号产生的多个低范围信号中的每个时获得的低范围代码、在编码数目少于多个信号的高范围信号时获得的高范围代码和在编码高范围信号时获得的编码信息；低范围译码步骤，用于译码分离的低范围代码；高范围译码步骤，用于根据编码信息来译码分离的高范围代码；和合成步骤，用于根据译码的低范围侧信号和译码的高范围侧信号来产生输出信号。
24.根据权利要求23所述的译码方法，其中所述高范围译码步骤根据所述编码信息中包含的归一化系数信息通过去归一化来译码高范围代码。
25.根据权利要求24所述的译码方法，其中所述合成步骤根据通过利用相同归一化系数信息进行去归一化而译码的高范围侧信号来产生多个输出信号。
26.根据权利要求23所述的译码方法，其中所述合成步骤利用相同的高范围侧信号对多个低范围侧信号产生输出信号。
27.根据权利要求23所述的译码方法，其中所述合成步骤根据译码的低范围侧信号和译码的高范围侧信号来产生声信号的右信道和左信道信号。
28.根据权利要求27所述的译码方法，其中所述合成步骤合成译码的低范围侧信号和译码的高范围侧信号，以产生声信号的右信道和左信道信号。
29.根据权利要求27所述的译码方法，其中所述合成步骤从根据译码的各低范围侧信号之和而产生的信号、根据各低范围侧信号之差而产生的信号以及译码的高范围侧信号中产生声信号的右信道和左信道信号。
30.根据权利要求23所述的译码方法，还包括加权信息产生步骤，用于产生用于控制相应于所述多个信号的高范围侧信号电平的加权信息；所述合成步骤根据译码的低范围侧信号和其电平根据加权信息控制的高范围侧信号来产生一输出信号。
31.根据权利要求23所述的译码方法，其中所述合成步骤根据译码的低范围侧信号和其电平根据包含在所述编码信息中的加权信息控制的高范围侧信号来产生一输出信号。
32.根据权利要求23所述的译码方法，其中所述合成步骤对从译码的各低范围侧信号中提取出的低范围频谱信号分量进行逆正交变换，以产生低范围时间信号；所述合成步骤还对译码的高范围侧信号的高范围频谱信号分量进行逆正交变换，以产生高范围时间信号；所述低范围时间信号与所述高范围时间信号进行频带合成，以产生一输出信号。
33.根据权利要求23所述的译码方法，其中所述多个低范围代码通过各不同的译码系统译码。
34.一种用于对代码串译码的设备，包括分离装置，用于分离代码串，该代码串具有在对根据多个信号产生的多个低范围信号中的每个进行编码时获得的低范围代码、在编码数目少于多个信号的高范围信号时获得的高范围代码和在编码高范围信号时获得的编码信息；低范围译码装置，用于译码分离的低范围编码；高范围译码装置，用于根据编码信息来译码分离的高范围代码；和合成装置，用于根据译码的低范围侧信号和译码的高范围侧信号来产生一输出信号。
35.根据权利要求34所述的译码设备，其中所述高范围译码装置根据包含在所述编码信息中的归一化系数信息通过去归一化来译码高范围代码。
36.根据权利要求35所述的译码设备，其中所述合成装置根据通过利用相同的归一化系数信息进行去归一化而译码的高范围侧信号来产生多个输出信号。
37.根据权利要求34所述的译码设备，其中所述合成装置利用相同的高范围侧信号对多个低范围侧信号产生输出信号。
38.根据权利要求34所述的译码设备，其中所述合成装置根据译码的低范围侧信号和译码的高范围侧信号来产生声信号的右信道和左信道信号。
39.根据权利要求38所述的译码设备，其中所述合成装置合成译码的低范围侧信号和译码的高范围侧信号，以产生声信号的右信道和左信道信号。
40.根据权利要求38所述的译码设备，其中所述合成装置从根据译码的各低范围侧信号之和而产生的信号、根据译码的各低范围侧信号之差而产生的信号和译码的高范围侧信号中产生声信号的右信道和左信道信号。
41.根据权利要求34所述的译码设备，还包括加权信息产生装置，用于产生用于控制对应于所述多个信号的高范围侧信号电平的加权信息；所述合成装置根据译码的低范围侧信号和其电平根据加权信息控制的高范围信号来产生输出信号。
42.根据权利要求34所述的译码设备，其中所述合成装置根据译码的低范围侧信号和其电平根据所述编码信息中包含的加权信息控制的高范围侧信号来产生输出信号。
43.根据权利要求34所述的译码设备，其中所述合成装置对从译码的各低范围侧信号中提取出的低范围频谱信号分量进行逆正交变换，以产生范围时间信号；所述合成装置还对译码的高范围侧信号的高范围频谱信号分量进行逆正交变换，以产生高范围时间信号；所述低范围时间信号与所述高范围时间信号进行频带合成，以产生输出信号。
44.根据权利要求34所述的译码设备，其中所述多个低范围代码通过各不同的译码系统译码。
45.一种记录介质，其上记录有代码串，该代码串具有在编码根据多个信号产生的多个低范围信号中的每个时获得的低范围代码、在编码数目少于多个信号的高范围信号时获得的高范围代码、和在编码高范围信号时获得的编码信息。
46.根据权利要求45所述的记录介质，其中所述编码信息包括在所述高范围侧信号的归一化时获得的归一化系数信息。
47.根据权利要求45所述的记录介质，其中所述编码信息包括用于控制对应于多个信号的高范围侧信号的电平的加权信息。
48.根据权利要求45所述的记录介质，其中对所述多个信号记录相同的高范围代码和编码信息。
全文摘要
一种编码方法和设备及译码方法和设备,其编码量被降低,编码和译码操作用较少的处理量和较少的缓冲存储器容量完成。该设备包括:低范围信号分离电路,用于分离低范围侧信号分量;信道合成电路,用于合成(L+R)信道信号分量;高范围信号分离电路,用于分离高范围侧信号分量;信号分量编码电路,用于压缩编码低范围信号分量;和信号分量编码电路,用于压缩编码归一化系数信息。
文档编号G11B20/10GK1197958SQ9810828
公开日1998年11月4日 申请日期1998年3月31日 优先权日1997年3月31日
发明者筒井京弥, 下吉修 申请人:索尼公司