专利名称：：用于数据存储设备中伺服系统的适应振动控制的制作方法
技术领域：
：本发明涉及数据存储设备。本发明更具体地涉及用于在数据存储设备中校正伺服系统上振动的不良影响的技术。随着硬盘驱动器(“HDD”)的道密度的增加，振动敏感性已成为尖锐问题。HDD的当前一代产品的密度为每英寸10,000道(“TPI”)，它们在遭受外部振动时显示差的稳定性能和/或跟道特性。在计算机服务器或阵列中，多个盘驱动器安装在一个架上，一个驱动器的振动事实上会影响邻近驱动器。已知至少有三种类型外部振动源1)由轴不平衡引起的具有相对固定峰值的周期性振动；2)由传动器的导道动作产生的反作用力矩引起的非周期性振动；及3)由其它不可预料的外部事件引起的随机振动。例如，已知CD-ROM产生其周期性渐变的周期振动。常规伺服系统使用基本伺服回路的误差抑制特性，可将跟道误差减小约20至30dB，但这样的误差抑制水平已不再足够以使HDD免受振动的不良影响。随着未来产品中道密度的不断增长，这个问题预料会更为严重。当前一代的2.5英寸和3.5英寸直接存取存储设备(“DASD”)设计为可适用于可携和桌上/服务器两种环境中。在可携计算机中，2.5英寸DASD承受苛刻的无法运行的和尚可运行的两种条件。另一方面，桌上3.5英寸DASD并不承受很多无法运行的冲击。然而，桌上/服务器DASD经常在与单个计算机架中其它驱动器相关连的多振动源的情况下运行。例如轴电机组件的机械部件不是完全质量平衡的，因此在运行中会产生谐波振动。谐波振动产生整个系统的直线和旋转两种摆动。在10KTPI设计点上，磁道相对于传动器支点的约十万分之一英寸(0.25微米)旋转摆动相当于10％道宽。当不加补偿时，10％道宽的跟道误差能损害驱动器软和硬的误差率性能。具有旋转传动系统的HDD对基板的旋转振动非常敏感。如美国专利5,400,196所公开的，使用特殊冲击和振动隔离安装设计方案，可将由内部轴转力引起旋转摆动分量减至最小。如美国专利5,400,196中的将内部轴振动解耦的优化安装设计仍对外部振动敏感。沿着满足特定准则组的多边形采用隔离安装(如日本专利2,565,637所提出的)，也可将外部产生的振动解耦。然而，要说服顾客实施特殊安装设计从而补偿HDD制造缺陷，经常是一种挑战。如上所述，现有道密度约为10KTPI，并预期会随着时间指数地上升。因此将读/写元件在小的磁道上定位是一种大挑战，当存在振动时尤为如此。伺服系统用于定位并完成三项重要任务1)它们在寻道模式下使用速度伺服系统在最短时间内将头移至目标附近；2)它们使用一个在其中不带积分元件的位置控制器用最短稳定时间将头定位于目标道上；及3)该伺服系统使用比例-积分-微分型(“PID”)位置控制器进入跟道模式。在HDD运行期间由轴电机系统将磁可记录道设置为以不变切线速度移动。由于轴承缺陷以及HDD平台的机械振动，磁道可能也会在径向内移动。读/写(“R/W”)元件主要沿盘底板径向移动，因而提供跟随道的径向移动的可能。由读头自盘的伺服扇区中生成的位置误差信号(“PES”)代表两个机械移动物体之间也即道与R/W头之间的相对误差。该PES包含可重复和不可重复分量。可重复分量可进一步分为短期可重复和长期可重复的种类。反馈或前馈解法利用PES的可重复特性来提出革新的伺服解法。可考虑用反馈(美国专利5,608,586)或前馈(美国专利4,536,809)解法以补偿可重复跟道误差分量。当事先知道可重复偏摆分量频率时，可设计出一种数字伺服算法并将它埋嵌于产品伺服微码中以便在振动频率处抑制位置误差分量。此频率处的偏摆可或者由盘相对于旋转轴的物理偏移或者由轴电机质量不平衡所造成的自振所引起的。如美国专利5,608,586中所描述的，一个包括最佳初始条件设置以操作数字滤波器在内的稳健伺服解法可解决盘偏移问题而使稳定时间代价最小。由冲击造成的轴偏移可考虑为长期可重复的，由于它受偶然冲击的影响。然而，当不知道交叉振动频率时，例如与同一架上其它HDD相关连的振动频率，就无法在装运前设计出根据美国专利5,608,586的伺服算法及将它埋嵌于驱动器中。此问题必须在任何有效的交叉振动解法中加以考虑。此外，任何实施的解法必须排除过多的计算要求，因为HDD的成本限制不可能使用未用数字信号处理器(“DSP”)来完成复杂或冗长的算术计算。因此，所需要的是用于补偿盘驱动器中所遇到的振动的技术，它们可适应于各种振动频率并且实施中不用复杂计算硬件。本发明通过实施两步算法来解决周期的交叉振动问题，它首先检测主要交叉振动频率，然后配置一个最优伺服反馈解法。检测过程中收集的信息用于配置一个数字峰值滤波器。调整滤波系数以补偿检测的周期振动所引起的误差。该伺服算法使用一个经常更新的初始条件向量来将由于数字滤波器的过渡动态而引起的稳定时间减至最小。有利的是，在确定交叉振动频率期间，在本发明的一个方面不要求任何三角计算，例如FFT。因此本发明提供一种基于微处理器或基于特种芯片的HDD伺服控制系统的低成本实施。在此方面，本发明在一方面涉及用于减少振动对数据存储设备的伺服系统中位置信号的影响的技术。该伺服系统相对于为在数据存储设备中移动而安装的媒体而控制存取元件的位置。该技术涉及数据存储设备的运行期间对振动频率的检测。一个示例性检测滤波器在一个频率范围内扫描位置信号，并在每个相应的扫描频率处记录与其相关连的幅值。然后检验记录的幅值以判断是否有任何值超过阈值，从而找到相应的振动频率。一旦确定振动频率，就将校正滤波器配置以减小振动频率对位置信号的影响。根据作为检测的振动频率的函数的多个滤波器系数，该校正滤波器配置为运行在检测的振动频率。在一个示例性实施例中，校正滤波器可具有以下形式Y(n)＝Ap(n)+Bp(n-1)+Cp(n-2)-EY(n-1)-FY(n-2)。为保证滤波器的中间节点运行于允许的动态处理范围内，此处公开不同滤波器结构。该滤波器可单独使用，或与其它用于校正例如来自数据存储设备的自振的滤波器一起使用。由于滤波器可能只在稳定/跟道模式中使用，必须提供用于存取作为初始条件的滤波器状态向量的技术。在此方面，本发明在另一方面涉及下列操作重复地使用滤波器，包括重复地存取作为来自数据存储设备内部或外部的振动源的频率的函数的滤波器状态向量。可周期地用来自滤波器的相应输出量刷新这些滤波器状态(例如约为每5至10个振动周期刷新一次)。可维持单独的计数器(M和N)以存取相应的滤波器状态向量。这些计数器在对应于检测的振动频率标志数处卷绕，从而允许滤波器在稳定/跟道期间重复使用时存取作为初始条件的滤波器状态向量。考虑到变化的振动条件，本发明在又一方面涉及数据存储设备运行期间重复地检测振动频率并重复地配置校正滤波器以便运行于检测的频率上。通过使用双重方案，即首先检测及然后于振动频率处校正，以及通过在此处提供新型滤波器实施结构，本发明提供一种数据存储设备中的振动解决方法。这些振动往往无法预测，因此必须在系统的实时运行期间检测并考虑振动频率。此外，本发明对这些问题提供低处理成本的解法，也即在此处所公开的检测和滤波过程中避免使用FFT处理技术。图1a阐述一个具有两个盘驱动器的主机架，这两个盘驱动器具有不同的相应转速；图1b是图1a中一个驱动器的位置误差信号(“PES”)的时间曲线；图2a阐述分别具有自振和交叉振动频率分量的数字峰值滤波器的关注的驱动器10；图2b是图2a驱动器的改善的PES的时间曲线；图3阐述根据本发明的用于生成作为所关注的频率f0的函数的数字峰值滤波器系数A、B、C、E和F的示例性计算序列；图4a-g阐述建议的根据本发明的用于校正交叉振动频率分量的不同数字滤波器结构；图5a-g分别是图4a-g的每个滤波器结构的第一和第二级的谱曲线；图6a阐述伺服回路中振动滤波器的串行级联配置；图6b阐述伺服回路中振动滤波器的并行配置；图7a是根据本发明的用于检测所关注的振动频率f0所需频率的流程图；图7b阐述根据本发明的用于检测关注的振动频率f0的系统的示例性配置；图7c是用于检测关注的振动频率f0的检测过程的结果的幅值与频率曲线；图8阐述根据本发明执行的样例检测过程的五次重复测量；图9a-b是5条根据本发明的重合的频率检测谱曲线，其中幅值测量分别延迟1-5转；图10a-b是根据本发明实施的振动滤波器的幅值和相位谱曲线；图11a-b是根据本发明的振动滤波器和实施于振动的二次谐波的第二振动滤波器的幅值和相位谱曲线；图12是根据本发明的在检测和校正两个阶段中PES的时间曲线；图13阐述用于存取根据本发明实施的数字峰值滤波器的初始条件的存取方案；图14a-c阐述根据本发明的测量的自振和交叉振动滤波器状态，用于确定交叉振动滤波器的初始条件的最佳刷新率；图15a-c是分别与零滤波器初始状态，最佳地初始化的滤波器状态，和最佳初始化的运行平均滤波器状态相关连的PES的时间曲线；图16a是一个在其中具有单个盘驱动器的计算机架，其中盘驱动器经受自振频率分量影响；图16b是与图16a驱动器相关连的PES的时间曲线；图17a阐述一个置于关注的自振频率上的峰值滤波器，它具有一个施加于它的最佳初始条件；以及图17b是按照根据本发明的自振抵消技术的改善PES的时间曲线。图1a阐述两个位于同一计算机架中具有截然不同旋转频率的盘驱动器10和10’。受设计者关注的驱动器10位于位置A并经受每秒75转(“rps”)轴转速的自振。第二驱动器10’位于B处，它可能由另一供货商提供并独立地运行，而驱动器10的设计者不可能事先知道它的任何频率分量。由于驱动器10’的90rps轴转速，它在计算机架上生成一个90rps交叉振动分量，因而干扰了驱动器10的跟道性能。图1b中阐述了驱动器10的受干扰的PES迹线，它包含75Hz和90Hz两种分量，还有差频分量。可以实施分别设计为在75和90Hz处具有峰值增益的伺服回路中的第一和第二套数字滤波器而解决跟道模式中的振动误差。图2a显示这一系统，它具有两个固定频率峰值滤波器40和50，它们同时彼此并行地运行，而又一起与伺服控制器20串连。滤波器40设计为在75Hz处峰值增益为30dB，及滤波器50在90Hz处具有类似增益。图2b的最后所得PES迹线展示出此伺服配置减少了变异性而不会产生任何系统不稳定性。在这种产品环境中对周期性交叉振动的解法实现有两大挑战。首先，驱动器10的设计者预先并无有关可能放在计算机架的位置B上的供应商的驱动器10’的知识。所以在客户将系统配置之前并不知道有关其轴转速(此处为90rps)的信息。其次，交叉振动分量的特性不再锁定于位置A上驱动器10的自振频率。因此，需要一种技术来处理作为驱动器10的扇区号的函数的滤波器初始条件。还有，通过实验发现滤波器状态是连续地随着时间在漂移的，其漂移率比对应于自振情况的漂移率块得多。滤波器状态对交叉振动环境的灵敏度也受滤波器特性的影响。根据本发明，对这些交叉振动问题的解法涉及以下技术步1可编程数字峰值滤波器的离线设计根据本发明，在HDD的开发阶段(即离线)，伺服系统设计为具有所需灵活性以便当它嵌入产品微码中并运至客户处时，它将具有在线适应能力。此处建议使用一个具有5个固定系数的固定二阶数字峰值滤波器。其目的是设计一个滤波器表达式，它将5个系数表达为与目标峰值增益频率相关连的单个参数。应选择能有效消除交叉振动的特定峰值滤波器特性。通过实验确定，具有30dB峰值和约为5％峰值频率值的半增益带宽的二阶峰值滤波器是最为稳健的。更大带宽甚至更好，但它们可能产生过度的相位滞后，这对伺服稳定性有害。所建议的固定频率二阶数字滤波器具有下列示例性结构Y(n)＝Ap(n)+Bp(n-1)+Cp(n-2)-EY(n-1)-FY(n-2)(1)其中固定系数A、B、C、E和F确定滤波器性质，Y(n)是对应于伺服扇区数n的滤波器状态(以及输出量)及p(n)是输入量。可由伺服系统设计者离线地计算滤波器系数并在发运产品前编程入微码中。然而，根据本发明，滤波器系数A、B、C、E和F分析地演导为由关注的交叉振动频率f0所代表的单个参数的函数。因此，数字峰值滤波器可由下式表示Y(n)＝A(f0)p(n)+B(f0)p(n-1)+C(f0)p(n-2)-E(f0)Y(n-1)-F(f0)Y(n-2)(2)其中系数A(f0)，B(f0)，C(f0)，E(f0)和F(f0)由f0的函数表示，及其中参数f0是根据交叉振动频率也即得到峰值增益的频率来选择的(f，f0，f*和“频率”本身这些词在此处广泛使用以或者表示关注的实际物理频率，或者表示与关注的实际物理频率有某种关系的参数)。在选用分析函数时，目的是避免任何三角或指数计算，以便使用低成本MPU或特殊半导体芯片而不是高性能(因而高成本)数字信号处理芯片。实际中参数f0具有一个最小值fmin和一个最大值fmax，这决定于预料的交叉振动环境。例如，当前一代的盘驱动器的轴速度是从3600rpm(60Hz)至10,000(166Hz)中的任何值。因此f0的保守范围可对应于大约50Hz与180Hz之间的峰值频率。在一定安装配置中，二次谐波也可成为主要的，因此fmax可伸展以覆盖此分量。使用一个示例性双线性变换方法以自模拟滤波器获得数字滤波器，发现可以为式子(2)的每个系数开发一个非三角函数。这是为得到一个低成本HDD实施的可编程滤波器的关键步骤。在DSP环境中，设计者总想使用FFT方法来检测峰值频率，由于它涉及许多正弦和余弦计算，这对于低成本、基于MPU的伺服系统讲计算负担是非常重的。此处目的是避免这种复杂计算。一个测试例子如下建议如下峰值滤波器h(s)，其中s是标准拉普拉斯变量及其中h(s)＝(s2+2Zawas+waz)/(s2+2Zbwbs+wb2)(3)其中wa＝2πfawb＝2πfbfa＝分子的未阻尼自然频率fb＝分母的未阻尼自然频率Za＝分子的阻尼项Zb＝分母的阻尼项使用下列形式的双线性变换s＝(2/T)(1-z-1)/(1+z-1)(4)其中z是延迟算子及T是采样时间，可将模拟域转移函数变换为离散域形式。注意频率参数fa和fb与所需峰值频率有关。最简单情况为fb＝fa＝f0。在一定情况下fa和fb依赖于f0的关系可设置为线性的或f0的高阶函数或否则由一个合适数加以偏移。只要不用三角关系或分数指数因子，此变换将提供低成本MPU实施。一旦完成变换，新的等效的离散域转移函数由下式表示H(z)＝[A(f0)+B(f0)z-1+C(f0)z-2]/[1+E(f0)z-1+F(f0)z-2](5)(为简单起见，单延迟算子z-1可在此处表示如z1及双延迟算子z-2可表示为z2)。可通过将式(4)代入式(3)而证明式(5)的系数如下使fs＝采样频率(Hz)(＝1/T)f*＝f0/fs(归一化的峰值频率)a1＝2πZaf*a2＝(πf*)2b1＝2πZbf*b2＝(πf*)2则D＝[1+b1+b2]A＝[1+a1+a2]/DB＝[-2+2(a2)]/DC＝[1-a1+a2]/DE＝[-2+2(b2)]/DF＝[1-b1+b2]/D(7)其中每个系数A、B、C、D、E和F现为f0的显示函数。分子的自然频率(fa)和分母的自然频率(fb)设置等于f0。如需要一般表达式，则a1、a2、b1和b2可表示为式(6)中阻尼项及自然频率的显示参数，及滤波器系数的表达式仍如式(7)中一样。可理解当模拟峰值频率变换入数字域中时，它经受频率弯卷。此弯卷效果是的周知的，可使用对照表加以考虑，或者它甚至是无关的。现发现用固定频率项fn将频率f0归一化，可以改善实施所需滤波器特性时的数值灵敏度。使用16位算术运算，就不必用归一化。图3显示一个例子，其中如上所述的在一个具有相关连的存储器和MPU的示例性芯片中设置数字峰值滤波器系数A、B、C、E和F所需计算序列的例子。因为预先知道一些有关校正滤波器运行的频率的范围，所以最好为该范围中每个频率预先计算和存储一组系数，以及在运行期间当检测到特定交叉振动频率时以查表方式选择相应的一组系数。步2低成本实施的最佳校正滤波器结构使用由低成本MPU或专用集成芯片计算的系数A、B、C、D、E和F所设计的校正滤波器现必须以最佳配置构成。该峰值滤波器不仅须减少所需频率处的PES误差，而且应允许由跟道控制器和/或其它任何同时使用中间控制信号的滤波器所生成的控制信号自由流动，此需要对内部DC/AC增益和所实施的滤波器计算范围都施加限制。滤波器的内部DC增益决定直流输入下的滤波器状态偏压值。跟道控制信号的一个用途是通过音圈电机(“VCM”)电流驱动器提供一个偏压命令以便传动器可克服由可弯曲电缆、空气动力学拉力和支点滞环所产生的力而放置于不同道位置上。因此，在自寻道模式切换到稳定模式期间，峰值滤波器必须允许偏压电流命令连续地无延迟或无失真地流动。总的输入/输出DC增益至少必须为单位值。如果此特性得不到保证，则稳定阶段中将会产生过渡过程，从而产生拖长的稳定动态性。因此内部DC增益可能变成十分高，如果没有选择最佳结构，则它有时高达1000数量级。这意味着1位偏压命令需要该滤波器具有相当于1000位的内部状态。在通常的产品中偏压电流命令大约最多为30位。因此只为了允许DC值通过而没有由内部算术运算饱和或溢出所造成的失真该滤波器必须达到30,000位的内部值。当内部AC分量叠加于DC值上时，很容易达到这一条件。由于滤波器的主要功能是在交叉振动频率上提供补偿的周期性控制信号，可期望它在其输出信号上以及在其内部状态上具有显著的幅值。由于需要将定点算法运算精度保持至最小位数以节省芯片或MPU成本，因此必须选用具有下列特性的滤波器结构它在其内部状态中不仅具有低内部DC增益，而且有适当的AC增益但不改变滤波器的峰值特性。为在计算过程中恰当地处理内部状态，需要适当的AC增益太高的增益可造成数值溢出及太低的增益会造成下溢。在图4a-g中，分别公开了根据本发明的七种二阶电压数字滤波器结构，它们都提供上述同一Y(n)输出量。然而这些结构在处理DC偏压和内部增压方面是不同的。前三种结构，情况A、情况B和情况C是“直接形式”实施I、II、和III，其中转移函数参数直接与滤波器结构相关连。后四种结构，情况D、情况E、情况F和情况G是“无偏压直接形式”I、II、III和IV。在这些结构中，滤波器具有一条其增益为单位值的显式并行路径，它允许DC和所有其它频率分量无失真地通过，及组成并行分支的峰值滤波器部分只在目标峰值频率处加强输入信号。因此滤波器内部状态对保留偏压值是不重要的。这对于MPU计算范围要求而言是一个潜在的优势。图4a-g分别具有与其相关连的下列转移函数。情况A直接形式I(图4a)Q(n)＝Ap(n)+Bp(n-1)+Cp(n-2)Y(n)＝Q(n)-EY(n-1)-FY(n-2)andQ(z)/p(z)＝[A+Bz-1+Cz-2]Y(z)/Q(z)＝1/[1+Ez-1+Fz-2]Y(z)/p(z)＝[Y(z)/Q(z)][Q(z)/p(z)]＝[A+Bz-1+Cz-2]/[1+Ez-1+Fz-2]情况B直接形式II(图4b)R(n)＝p(n)-ER(n-1)-FR(n-2)Y(n)＝AR(n)+BR(n-1)+CR(n-2)andR(z)/p(z)＝1/[1+Ez-1+Fz-2]Y(z)/R(z)＝[A+Bz-1+Cz-2]Y(z)/p(z)＝[A+Bz-1+Cz-2]/[1+Ez-1+Fz-2]情况C直接形式III(图4c)R(n)＝Ap(n)-ER(n-1)-FR(n-2)Y(n)＝R(n)+(B/A)R(n-1)+(C/A)R(n-2)andR(z)/p(z)＝A/[1+Ez-1+Ez-2]Y(z)/R(z)＝[1+(B/A)z-1+(C/A)z-2]Y(z)/p(z)＝A[1+(B/A)z-1+(C/A)z-2]/[1+Ez-1+Fz-2]情况D无偏压直接形式I(图4d)L(n)＝(A-1)p(n)+(B-E)p(n-1)+(C-F)p(n-2)W(n)＝L(n)-EW(n-1)-FW(n-2)Y(n)＝p(n)+W(n)andL(z)/p(z)＝[(A-1)+(B-E)z-1+(C-F)z-2]W(z)/L(z)＝[1/(1+Ez-1+Fz-2)]Y(z)/p(z)＝[1+W(z)/p(z)]＝[1+{W(z)/L(z)}{L(z)/p(z)}]＝[1+{1/(1+Ez-1+Fz-2)}{(A-1)+(B-E)z-1+(C-F)z-2}]＝[A+Bz-1+Cz-2]/[1+Ez-1+Fz-2]情况E无偏压直接形式II(图4e)M(n)＝p(n)-EM(n-1)-FM(n-2)V(n)＝(A-1)M(n)+(B-E)M(n-1)+(C-F)M(n-2)Y(n)＝p(n)+V(n)andM(z)/p(z)＝1/[1+Ez-1+Fz-2]V(z)/M(z)＝[(A-1)+(B-E)z-1+(C-F)z-2]Y(z)/p(z)＝[1+V(z)/p(z)]＝[1+{V(z)/M(z)}{M(z)/p(z)}]＝[1+{(A-1)+(B-E)z-1+(C-F)z-2}{1/[1+Ez-1+Fz-2]}]＝[A+Bz-1+Cz-2]/[1+Ez-1+Fz-2]情况F无偏压直接形式III(图4f)M(n)＝(A-1)p(n)-EM(n-1)-FM(n-2)V(n)＝M(n)+[(B-E)/(A-1)]M(n-1)+[(C-F)/(A-1)]M(n-2)]Y(n)＝p(n)+V(n)andM(z)/p(z)＝(A-1)/[1+Ez-1+Fz-2]V(z)/M(z)＝[1+(B-E)/(A-1)z-1+(C-F)/(A-1)z-2]Y(z)/p(z)＝[1+V(z)/p(z)]＝[1+{V(z)/M(z)}{M(z)/p(z)}]＝[1+{1+(B-E)/(A-1)z-1+(C-F)/(A-1)z-2}{(A-1)/[1+Ez-1+Fz-2]}]＝[1+{(A-1)+(B-E)z-1+(C-F)z-2}/[1+Ez-1+Fz-2]]＝[A+Bz-1+Cz-2]/[1+Ez-1+Fz-2]情况G平衡增益无偏压直接形式IV(图4g)M(n)＝k(A-1)p(n)-EM(n-1)-FM(n-2)V(n)＝M(n)+[(B-E)/(A-1)]M(n-1)+[(C-F)/(A-1)]M(n-2)Y(n)＝p(n)+(1/k)V(n)andM(z)/p(z)＝k(A-1)/[1+Ez-1+Fz-2]V(z)/M(z)＝[1+(B-E)/(A-1)z-1+(C-F)/(A-1)z-2]Y(z)/p(z)＝[1+(1/k)V(z)/p(z)]＝[1+(1/k){V(z)/M(z)}{M(z)/p(z)}]＝[1+(1/k){1+(B-E)/(A-1)z-1+(C-F)/(A-1)z-2}k{(A-1)/[1+Ez-1+Fz-2]}]＝[1+{(A-1)+(B-E)z-1+(C-F)z-2}/[1+Ez-1+Fz-2]＝[A+Bz-1+Cz-2]/[1+Ez-1+Fz-2]此处，k是一个预定常数，最好为2的幂的整数以简化计算(例如1/16≤k≤16)。通过小心地构成中间节点以采取如以上情况A-G中所述的Q(n)、R(n)、L(n)、W(n)、M(n)和V(n)值，可将滤波器增益设计以允许滤波器在合适的动态范围内运行。上面所表示不同滤波器结构中每一个可分别地由其中间节点采取的值所表征，然后实施最合适的结构。不同中间阶段处滤波器增益的估计可表示为图4a-g中所示每个结构的滤波器设计参数的函数。表1概括了参量DC增益。滤波器的净DC增益由两级内部级组成。第一级(级1)由来自输入量的内部状态组成及第二级(级2)由来自内部状态的输出量及两个延迟输出量所组成。自表1明显看出，对于情况A、B和C的直接形式，在级1和级2两者中内部DC增益都是非零值。而对于情况D、E、F和G的无偏压情况，在级1和级2中内部增益都等于零。更重要的是，内部增益或正比或反比于归一化频率(f*)的二次方。例如，当峰值频率大约在数量上按两个数量级自采样频率中分离时(即f0＝90Hz及fs＝7920Hz)，内部DC增益可达到103以上，这对于16位定点实施并不理想。因此在情况B(图4b)和情况C(图4c)的直接形式中，内部状态可能超过MPU或特殊芯片中的16位算术运算范围。在情况A(图4a)中，级1增益低但级2增益仍高，这可能导致过多的算术下溢及输出级中的潜在计算量化的噪音。然而，如将峰值频率与采样频率保持在10至20的比例内，则前三种配置的16位实施可不必担心。因此，相对于fs的f0的分离对内部增益值影响很大，fs离f0越远则增益值将越大。情况E(图4e)中也发生类似情况，其中级1DC增益可达到高值但级2增益只等于零，因而将任何DC信号阻塞住而不使它出现在并行分支输出V(n)中。对于情况D(图4d)，即使级1增益是低的，但输出增益仍是高的。情况F的DC级1增益中(A-1)因子的存在降低了最大值。因此当由于产品设计参数或由于芯片设计的需要而使用高的采样频率时，情况F(图4F)是一个优选结构。然而，在高采样率下(A-1)因子可能变得如此低以致使16位数变成小于一位因而在低信号电平时产生不灵敏度。为防止此类情况，公布了情况G(图4g)中所示增益平衡结构。情况G要求在输出级使用一个附加乘法器，它在高和低信号电平情况下提供更多自由度以优化滤波器性能。当偏压处理变得重要时，峰值滤波器的主要目的是在峰值频率处提供AC增益。下面进一步考虑AC性能的优化。表1每种滤波器结构的内部DC增益<tablesid="table1"num="001"><tablewidth="613">结构级1增益级2增益Case-A直接形式-IQ/p＝4(πf*)2/DY/Q＝D/[4(πf*)2]Case-B直接形式-IIR/p＝D/[4(πf*)2]Y/R＝4(πf*)2/DCase-C直接形式-IIIR/p＝A/[4(πf*)2]Y/R＝4(πF*)2/ACase-D无偏压形式-IL/p＝0V/L＝D/[4(πf*)2]Case-E无偏压形式-IIM/p＝D/[4(πf*)2]V/M＝0Case-F无偏压形式-IIIM/p＝(A-1)/[4(πf*)2]V/M＝0Case-G无偏压形式-IVM/p＝k(A-1)/[4(πf*)2]V/M＝0</table></tables>表2中，为fs＝7920Hz和f0＝90Hz的情况计算级1和级2的内部AC和DC增益的数值估计。该范例滤波器显示峰值增益为20dB(Za＝0.08和Zb＝0.0058)，及相应的滤波器系数如下A＝1.0052，D＝1.0016，B＝-1.9940，E＝-1.9940，及C＝0.9938，F＝0.9992。表2f0＝90Hz和fs＝7920Hz时20dB峰值滤波器的AC/DC增益<tablesid="table2"num="002"><tablewidth="613">结构级1DC增益AC增益级2DC增益AC增益Case-A直接形式-IQ/p＝0.005＝0.0008Y/Q＝1964.89＝12240Case-B直接形式-IIR/p＝1964.89＝12240Y/R＝0.005＝0.0008Case-C直接形式-IIIR/p＝1975.28＝12305Y/R＝0.005＝0.0008Case-D无偏压形式-IL/p＝0.0＝0.0007V/L＝1964.89＝12240Case-E无偏压形式-IIM/p＝1964.89＝12240V/M＝0.0＝0.0007Case-F无偏压形式-IIIM/p＝1.039＝64.740V/M＝0.0＝0.141Case-G无偏压形式-IVM/p＝10.39＝647.40V/M＝0.0＝0.0141</table></tables>图5a-g分别用频谱曲线概括了滤波器转移函数。(所有滤波器结构具有相同的总频谱特性，即关注的峰值频率处的输出量；然而，图5a-g显示其内部级的频谱)。通过比较表2的各数值以及图5a-g的曲线结果可以得出结论，情况G(图4g)的滤波器结构在输入级1和输出级2的AC/DC增益之间提供了最好的平衡，同时又以16位算术运算保证了对低信号电平的灵敏度。还能观察到，在情况D(图4d)、情况E(图4e)、情况F(图4f)和情况G(图4g)的无偏差结构中系数(B-E)＝0.0，因此不需要乘法块。然而，在一般二阶滤波器情况下未阻尼自然频率fa和fb不相等，该B项不等于零，因此希望保留一个对应于B项的乘法器，在fa＝fb的情况下系数(C-F)/(A-1)等于[-1]。步3在伺服回路中为峰值滤波器定位的考虑可在跟道伺服回路不同点处插入所选峰值滤波器。至少有两种可能的位置选择。第一选择是一个级联(串行)位置，其中跟道控制器20的输出量送至峰值滤波器140输入端(图6a)。在此情况下，所有以上公布的滤波器结构的七种情况都可考虑作为候选方案，当然由于情况F和情况G具有内部范围处理能力，所以推荐它们。第二位置选择是并行位置，其中跟道控制器20输出量和峰值滤波器140输出量根据相同的PES输入量计算而得，然后再相加(图6b)。对于此配置，峰值滤波器应在除所需峰值频率之外的所有其它频率处具有接近于零的增益。无偏压情况的情况D、E、F和G的并行部分适合于此并行配置。即使级联配置和并行配置在交叉振动频率处并不具有完全相同的开环峰值增益，但该峰值滤波器增益将在交叉振动频率处起主要作用，而在所有其它频率处它将发挥零增益路径的作用。为减少伺服计算延迟(由于存在乘法器/加法器单元)，图6b的具有公共PES输入量的并行配置是优选的。可将多个峰值滤波器并行地配置，带有一个与所有滤波器并行的单个单位值增益，与图2a的方案类似，整个滤波器组可与跟道控制器级联(串连)。步4峰值频率检测该产品最好编程为可不在人干预的情况下计算交叉振动滤波器的所需系数A、B、C、E和F(上面所讨论的)。如上面参照图3所讨论的，系数A、B、C、E和F确定为关注的频率f0的函数。然而，必须确定关注的频率。根据本发明，如图7a中流程图所阐述的，本发明涉及使用自动检测技术以确定振动频率。图7b阐述在开环配置中将扫描滤波器240置于伺服环路之外的安排以确定交叉振动频率。在标定期间，可将自振滤波器置于环路中以消除任何出现于PES流中的自振分量。如图7b中所示，在开环中配置一个数字峰值滤波器240(实际的交叉振动滤波器或任何其它可用滤波器)，将PES用作其输入量(步1010)。为f0的所选最小频率值(fmin)计算峰值滤波器系数(步1020)，并为其最大值(a(f0))分析峰值滤波器输出量。一旦由MPU确定了峰值滤波器的最大输出量，这个值与所选f0即存储以备以后使用。然后将该峰值频率值增量一个“df”值，然后将设置新峰值滤波器系数、提取最大滤波器输出值及保留一对值的过程重复N次(步1030，1040和1050)直至到达f0的最大值(fmax＝fmin+(N-1)*df)。单个频率扫描的典型值为fmin＝50Hz，df＝1Hz及fmax＝180Hz。在将数字滤波器置于开环模式后，等待一个最小周期以便在估计幅值a(f0)之前让滤波器输出量到达一个稳态的类似正弦的幅值。这些系数可为每个频率步预先计算(和存储)，或者选代地，也可以例如使用以前讨论的系数实时地进行计算。在已将频率范围fmin至fmax扫描之后，应该有N对如图7c中阐述的示例性幅值与频率曲线那样的保留于存储器中的频率与对应的幅值(f0和a(f0))。现在可以确定a(f0)到达全局峰值的频率点。如a(f0)值超过预设的阈值(例如1110)，则可如前所述地计算作为f0函数的系数A、B、C、E和F而在伺服环路中配置对应于特定的频率参数f0的峰值滤波器(步1060)。图8显示一条实验中测量的a(f0)与f0曲线。实验重复了五次以检验收敛至一个明确定义的峰值的一致性。如下面所解释的，要用轴的2转以使滤波器稳定下来，收集2转滤波器状态采样以获取每个频率点的数据组。此测试中的扫描率约为第4转1Hz。峰值频率参数到达93Hz的值。该测试中的实际交叉振动频率为90Hz及3Hz的偏移可用于扫描率(2Hz)和弯卷(1Hz)。为调整滤波器峰值a(f0)的扫描率依赖性，当在开环配置中产生最大a(f0)值的那个峰值滤波器放置于反馈配置中时，它也能抑制交叉振动误差分量。因此为此应用目的不必要知道弯卷引起的频率偏移。在频率检测阶段涉及时间代价。重要的是快速扫描频率范围而使检测时间最小。所做实验表明，每次更新滤波器后，应等轴大约转2转以使峰值滤波器到达其稳态值。在2转延迟之后，可在任何任意转数中自1转至任意转的有用采样值中记录峰值滤波器状态的估值。做了一个测试以确定此频率扫描技术对转数的灵敏度。在1至5转中做了同样实验。图9a-b所得曲线显示更少的转数导致更高的频率估计。在5转有用采样中，峰值频率参数达到92Hz的值。如允许用20转，所估计频率则为91Hz。因此该情况下真正频率弯卷约为1Hz(～1％偏差)，及由较短采样长度所造成的频率偏移在5转情况下约为1Hz及2转情况下为2Hz。可以下结论为，允许约2％误差，使用2转延迟和2转幅值估计，可合理地完成每个f0的检测过程。对于具有90rps轴转速的HDD，用每个采样4转及100Hz中每步1Hz进行扫描，检测过程只需4.5(400/90)秒。为改善峰值频率参数的估计，可完成第二次检测过程并将它与先前检测结果比较。如果结果对应，则肯定第一过程的正确度。在存在运行冲击的情况下这一情况可能有用。可进一步精化检测过程以将所需时间减至最少。例如，可用较大频率频步例如df＝5Hz进行粗糙扫描以接近峰值。然后进行更精细分辨率、更慢的扫描以更小频率步和更高正确度来检测峰值。在扫描过程中将a(f0)值存储于连续的空间而不是显式地存储对应的f0值，也可以减少对存储空间的需求。可根据a(f0)的分布来决定使用单个峰值滤波器或是多个峰值滤波器。如发现有多个a(f0)值超过阈值，则可配置多个滤波器。当服务器在同一计算机架中具有数个HDD时，存在不止一个事实上的交叉振动峰值频率的可能性很高。可设置以便或者在并行或者在级联模式中运行的滤波器数量可由HDD抗干扰地运行所需相位裕量所决定。通常最好为25-30度的相位裕量。在实验中发现，过度的HDD不平衡不但产生90Hz分量，而且激发180Hz的二次谐波振动。图10a-b的幅值和相位谱曲线阐述一个测量的开环转移函数，其交叉振动滤波器设置于f0＝90Hz处。还配置了f0＝75Hz处的自振峰值滤波器，但由支点滞环造成的测量噪声阻止在75Hz处出现任何看得见的峰值。在图11a-b中一个包括f0＝180Hz处的第三组滤波器的开环转移函数显示了可能性，可包括多个滤波器以抑制振动中出现的高次谐波分量。在一个实验中，前面段落中描述的频率检测过程用于检测主要交叉振动频率，然后实施一个包括级联峰值滤波器配置的伺服控制系统。图12是此实验中在检测阶段和伺服控制阶段期间所得PES时间迹线。在滤波器操作之前(在检测阶段期间)，出现一个强周期信号，一旦恰当地检测到频率和使用了峰值滤波器，此周期性交叉振动被恰当地补偿，因此在PES迹线中观察不到它的存在。因此在稳态跟道模式中有可能检测单个或多个频率振动源并加以补偿。下一项挑战涉及使用此配置完成寻道操作而没有任何稳定时间代价。步5滤波器初始条件更新和访问在美国专利5,608,586中，提出一种在最小稳定过渡过程动力学的情况下存储滤波器状态以将滤波器初始化的方法。此专利解决盘偏离其旋转中心的有关问题。已知在通电周期内此分量是稳定的，及该峰值滤波器状态应该只配置和存储一次。一旦配置好，对滤波器状态的访问锁定于盘本身的伺服扇区数。然而，在来自另一个盘(例如10’)的交叉振动的情况下，在驱动器的整个运行期间振动分量的幅值和相位在变动，因此应周期地更新滤波器状态以保存最佳寻道和稳定特性。还有，滤波器的访问方案应考虑以下事实第一驱动器(10)的旋转频率与来自另一驱动器(10’)的交叉振动频率是不耦合的，因每个轴由单独的电子学控制。此外，由于滤波器只能在稳定/跟道模式而不在寻道模式中激励，当稳定期间重新激励滤波器时必须能访问合适的滤波器状态。图13阐述一个根据本发明的滤波器状态访问方案的例子。当滤波器重复地用于每次稳定/跟道激励时，使用两个计数器M、N以便分别访问交叉和自振滤波器状态向量中的相应值。驱动器10具有Nmax＝48个扇区，及检测的交叉振动具有对应于Mmax＝40个扇区(驱动器10的)的周期。(此例中Mmax＝Nmax(75Hz/f0))。为当激励滤波器时能正确地访问交叉振动滤波器的状态向量，计算器M在M＝Mmax-1(此处为39)处卷绕。每当遇到一个扇区就在驱动器10的微码中连续地更新计数器M。任何给定瞬间的计数器值M与指向所存滤波器状态中的相应值的地址指针相关连，每当激励滤波器时这些相应值用于初始条件。虽然显示了两个滤波器，但此原理也应用于任何单个运行滤波器。由于驱动器10’造成的交叉振动可能在相位和幅值上漂移，重要的是例行地刷新所存滤波器状态(也即初始条件向量)。图14a-c是自振和交叉振动滤波器的实际的滤波器状态的时间曲线，交叉振动滤波器与预测状态之间的误差显示约40转的固定周期性，及约10转内的相同曲线(沿时间轴延伸)。可自图14c看到在驱动器10的约10转内误差小于峰值的20％。因此可以立刻刷新滤波器状态，但为了节省处理，可驱动器每转5至10转刷新一次。超过此限度时，使用“陈旧”初始条件可能比使用零初始条件对传动系统的最佳稳定特性更具危害性。图15a-c是三种多寻道的相应情况的PES的时间曲线。在所有情况下当进入跟道模式时都使用交叉振动滤波器。在图15a中，在静止(例如零)初始条件下使用滤波器。到达轨迹有些分散。在图15b中，如前所述地更新初始条件，也即使用输出滤波器状态来更新初始条件向量，最好每转更新一次，至少每5至10转一次。这些轨迹接近得多，标明稳健的到达特性。图15c中，每隔2周将滤波器状态平均一次，显示出在PES轨迹上有进一步改善。所存初始条件值理想地代表峰值滤波器运行中所检测的交叉振动。在频率检测中，盘也可能经受其它形式的干扰，而结果的初始条件值可能不真实地代表交叉振动条件。因此重要的是保护滤波器不使它由于这类不良影响的不恰当初始化而造成过度的过渡过程。由于滤波器状态的稳态最大幅值和幅值变化率是短期稳定的(即十转之内)，可以对滤波器状态和滤波器变化率加以限制。此操作称为灵巧限幅。使用灵巧限幅以将滤波器内部状态限制于上限的做法能比零初始条件方案提供改善的稳定时间。设计者可在二者之间选择或保持简单的初始化过程和付出稳定的代价，或保持烦琐的初始化过程和达到最佳稳定性能。连接探听和适应模式在上面步4中详细地讨论了交叉振动频率检测过程。在例如常线性速度CD-ROM那样的外设的情况下，在HDD运行期间也需考虑峰值频率偏移的问题。在这类情况下，当所建立的峰值滤波器早已在反馈环路中时，通过检测PES，伺服微码应该连续扫描以跟踪峰值频率分量。这是一种运行的伺服系统对其特性的任何变化的非侵犯性“探听”形式。当检测到PES中一个事实上的峰值时，即在线地作出决定，或偏移已建立的滤波器的峰值频率，或恰当地引入一个附加峰值滤波器。周期振动能包括自振和交叉振动两种分量，因此重要的是解决这两个问题以达到高的道密度。以上讨论是针对示例性的交叉振动问题的，但本发明广泛地针对任何类型的振动，例如自振，同时以上所讨论的所有技术同样地可供应用。图16b是图16的HDD2010的位置误差信号(“PES”)的幅值与时间曲线，当该HDD2010安装于计算机架2030中并由伺服控制器2020控制时，它经受一个自振分量。HDD的轴转速约为每秒75转(“rps”)。因此，如图17a中所示，可通过加一个其中心频率约为75Hz的峰值滤波器2040来修改该系统，以便使用初始条件2042来减小伺服环路中的该分量。对应于由冲击造成的盘偏移的偏摆的幅值和相位参数一般在移动式HDD产品通电周期内是固定的，可如美国专利5,608,586中公开的那样通过查表获得滤波器初始条件2042。在表中伺服扇区号与初始条件地址相关连。在通电周期之初就测量并储存滤波器状态。然而，自振分量会受到依赖于时间的环境因素影响，例如温度。因此在HDD运行期间滤波器状态的幅值和相位在漂移。实验表明在以分计的时间座标上自振分量保持相对固定。有可能对美国专利号5,608,586的技术进一步加强，也即可以根据上面步5中讨论的更新技术在HDD的通电周期内将存于MPU存储器中用于初始化峰值滤波器的滤波器状态更新数次。图17b显示已经实施了以上所述更新初始条件从而加强美国专利5,608,586的技术之后改善的PES。此处描述的技术可用程序码实施，因此可包含于具有例如计算机可用媒体的制造产品中(例如一个或多个计算机程序产品)。该媒体已概括在其内，例如用于在数据存储设备的处理器中实现本发明技术的计算机可读程序码装置。该制造产品可包括为数据存储设备的一部分或单独销售。虽然本发明是参照其优选实施例具体地显示和描述的。但熟悉技术的人明了可在不背离本发明的实质和范围的情况下在形式和细节上进行各种修改。权利要求1.在具有被安装以便相对于存取元件而移动的媒体及具有用于控制相对于该媒体的存取元件位置的伺服系统的数据存储设备中，一种用于减小振动对伺服系统中位置信号的影响的方法，包括在数据存储设备运行期间检测振动频率。2.权利要求1的方法，其中所述检测步骤包括配置检测滤波器以便在一个频率范围内扫描位置信号，并记录与每个相应的扫描频率相关连的幅值；以及确定是否有任何记录的幅值超过预定阈值，从而找到相应的振动频率。3.权利要求2的方法，其中所述配置检测滤波器的步骤包括为每个相应的扫描频率使用多个主要作为每个相应的扫描频率的函数而确定的滤波器系数。4.权利要求1的方法，还包括使用校正滤波器以减小检测的振动频率对位置信号的影响。5.权利要求4的方法，其中所述使用校正滤波器的步骤包括配置校正滤波器以便运行于检测的振动频率。6.权利要求5的方法，其中所述配置校正滤波器的步骤包括确定多个作为检测的振动频率的函数的滤波器系数。7.权利要求6的方法，其中校正滤波器的形式是Y(n)＝Ap(n)+Bp(n-1)+Cp(n-2)-EY(n-1)-FY(n-2)，其中n标示采样时间标志数；p(n)是每个采样时间标志数n的所述位置信号；Y(n)是每个采样时间标志数n的校正滤波器输出量；以及A、B、C、E和F组成多个滤波器系数。8.权利要求7的方法，其中所述确定多个作为检测的振动频率的函数的滤波器系数的步骤包括使用以下关系A＝[1+a1+a2]/D；B＝[-2+2a2]/D；C＝[1-a1+a2]/D；E＝[-2+2b2]/D；以及F＝[1-b1+b2]/D，其中a1＝2πZaf*；a2＝(πf*)(πf*)；b1＝2πZbf*；b2＝(πf*)(πf*)；D＝[1+b1+b2]；Za，Zb是阻尼系数；f*与检测的峰值振动频率有关。9.权利要求7的方法，其中滤波器的中间节点采取以下值Q(n)＝Ap(n)+Bp(n-1)+Cp(n-2)；以及输出量Y(n)＝Q(n)-EY(n-1)-FY(n-2)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。10.权利要求7的方法，其中滤波器的中间节点采取以下值R(n)＝p(n)-ER(n-1)-FR(n-2)；以及输出量Y(n)＝AR(n)+BR(n-1)+CR(n-2)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。11.权利要求7的方法，其中滤波器的中间节点采取以下值R(n)＝Ap(n)-ER(n-1)-FR(n-2)；以及输出量Y(n)＝R(n)+(B/A)R(n-1)+(C/A)R(n-2)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。12.权利要求7的方法，其中滤波器的第一中间节点采取以下值L(n)＝(A-1)p(n)+(B-E)p(n-1)+(C-F)p(n-2)；第二中间节点采取以下值W(n)＝L(n)-EW(n-1)-FW(n-2)；以及输出量Y(n)＝p(n)+W(n)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。13.权利要求7的方法，其中滤波器的第一中间节点采取以下值M(n)＝p(n)-EM(n-1)-FM(n-2)；第二中间节点采取以下值V(n)＝(A-1)M(n)+(B-E)M(n-1)+(C-F)M(n-2)；以及输出量Y(n)＝p(n)+V(n)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。14.权利要求7的方法，其中滤波器的第一中间节点采取以下值M(n)＝(A-1)p(n)-EM(n-1)-FM(n-2)；滤波器的第二中间节点采取以下值V(n)＝M(n)+[(B-E)/(A-1)]M(n-1)+[(C-F)/(A-1)]M(n-2)；以及输出量Y(n)＝p(n)+V(n)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。15.权利要求7的方法，其中滤波器的第一中间节点采取以下值M(n)＝k(A-1)p(n)-EM(n-1)-FM(n-2)；第二中间节点采取以下值V(n)＝M(n)+[(B-E)/(A-1)]M(n-1)+[(C-F)/(A-1)]M(n-2)；以及输出量Y(n)＝p(n)+(1/k)V(n)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数，及K是预定常数。16.在具有被安装以便相对于存取元件而移动的媒体及具有用于控制相对于该媒体的存取元件位置的伺服系统的数据存储设备中，一种用于减小来自该数据存储设备外部来源的振动对伺服系统中位置信号的影响的方法，包括使用第一校正滤波器以减小振动对位置信号的影响。17.权利要求16的方法，其中使用第一校正滤波器的步骤包括配置第一校正滤波器以便运行于来自该数据存储设备外部来源的振动的频率。18.权利要求17的方法，其中使用第一校正滤波器的步骤包括重复地使用该第一校正滤波器，包括当重复地使用该第一校正滤波器时，重复地存取一个作为滤波器初始条件的滤波器状态向量。19.权利要求18的方法，其中使用第一校正滤波器的步骤包括使用来自第一校正滤波器的相应输出量或使用静止值周期地刷新滤波器状态向量。20.权利要求19的方法，其中在小于大约数据存储设备的媒体的每5至10转的期间内刷新滤波器状态向量。21.权利要求18的方法，其中重复地存取的步骤包括当重复地使用第一校正滤波器时使用卷绕计数器(M)以控制对作为滤波器初始条件的滤波器状态向量中相应值的存取，其中卷绕计数器(M)的卷绕值对应于来自数据存储设备外部来源的振动的周期。22.权利要求16的方法，还包括使用第二校正滤波器以减小来自该数据存储设备内部来源的振动对位置信号的影响。23.权利要求22的方法，其中使用第二校正滤波器的步骤包括配置第二校正滤波器以便运行于来自该数据存储设备内部来源的振动的频率。24.权利要求23的方法，其中使用第一和第二校正滤波器的步骤包括重复地使用第一和第二校正滤波器，包括当重复地使用这些滤波器时，存取作为滤波器初始条件的第一和第二滤波器状态向量。25.权利要求24的方法，其中存取步骤包括当重复地使用第一校正滤波器时使用第一卷绕计数器(M)以控制对作为滤波器初始条件的第一滤波器状态向量中相应值的存取；以及当重复地使用第二校正滤波器时使用第二卷绕计数器(N)以控制对作为滤波器初始条件的第二滤波器状态向量中相应值的存取。26.权利要求25的方法，其中第一计数器(M)的卷绕值对应于来自数据存储设备外部来源的振动的周期，及其中第二计数器(N)的不同卷绕值对应于来自数据存储设备内部来源的振动的周期。27.权利要求24的方法，其中数据存储设备的内部振动频率源包括媒体围绕其轴的旋转，及数据存储设备的外部振动频率源包括位于第一数据存储设备外部的第二数据存储设备的第二媒体围绕其轴的旋转。28.权利要求17的方法，其中所述配置第一校正滤波器的步骤包括确定多个作为振动频率的函数的滤波器系数。29.权利要求28的方法，其中第一校正滤波器具有形式Y(n)＝Ap(n)+Bp(n-1)+Cp(n-2)-EY(n-1)-FY(n-2)，其中n标示采样时间标志数；p(n)是每个采样时间标志数n的所述位置信号；Y(n)是每个采样时间标志数n的校正滤波器输出量；以及A、B、C、E和F组成多个滤波器系数。30.权利要求29的方法，其中所述确定多个作为检测的峰值振动频率的函数的滤波器系数的步骤包括使用以下关系A＝[1+a1+a2]/D；B＝[-2+2a2]/D；C＝[1-a1+a2]/D；E＝[-2+2b2]/D；以及F＝[1-b1+b2]/D其中a1＝2πZaf*；a2＝(πf*)(πf*)；b1＝2πZbf*；b2＝(πf*)(πf*)；D＝[1+b1+b2]；Za，Zb是阻尼系数；f*与振动频率有关。31.权利要求29的方法，其中第一校正滤波器的中间节点采取以下值Q(n)＝Ap(n)+Bp(n-1)+Cp(n-2)；以及输出量Y(n)＝Q(n)-EY(n-1)-FY(n-2)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。32.权利要求29的方法，其中第一校正滤波器的中间节点采取以下值R(n)＝p(n)-ER(n-1)-FR(n-2)；以及输出量Y(n)＝AR(n)+BR(n-1)+CR(n-2)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。33.权利要求29的方法，其中第一校正滤波器的中间节点采取以下值R(n)＝Ap(n)-ER(n-1)-FR(n-2)；以及输出量Y(n)＝R(n)+(B/A)R(n-1)+(C/A)R(n-2)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。34.权利要求29的方法，其中第一校正滤波器的第一中间节点采取以下值L(n)＝(A-1)p(n)+(B-E)p(n-1)+(C-F)p(n-2)；第二中间节点采取以下值W(n)＝L(n)-EW(n-1)-FW(n-2)；以及输出量Y(n)＝p(n)+W(n)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。35.权利要求29的方法，其中第一校正滤波器的第一中间节点采取以下值M(n)＝p(n)-EM(n-1)-FM(n-2)；第二中间节点采取以下值V(n)＝(A-1)M(n)+(B-E)M(n-1)+(C-F)M(n-2)；以及输出量Y(n)＝p(n)+V(n)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。36.权利要求29的方法，其中第一校正滤波器的第一中间节点采取以下值M(n)＝(A-1)p(n)-EM(n-1)-FM(n-2)；该滤波器的第二中间节点采取以下值V(n)＝M(n)+[(B-E)/(A-1)]M(n-1)+[(C-F)/(A-1)]M(n-2)；以及输出量Y(n)＝p(n)+V(n)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。37.权利要求29的方法，其中第一校正滤波器的第一中间节点采取以下值M(n)＝K(A-1)p(n)-EM(n-1)-FM(n-2)；第二中间节点采取以下值V(n)＝M(n)+[(B-E)/(A-1)]M(n-1)+[(C-F)/(A-1)]M(n-2)；以及输出量Y(n)＝p(n)+(1/k)V(n)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数，及K是预定常数。38.权利要求16的方法，还包括在数据存储设备运行期间，检测来自数据存储设备外部来源的振动的频率。39.权利要求38的方法，其中所述检测步骤包括配置检测滤波器以便在一个频率范围内扫描位置信号，并记录与每个相应的扫描频率相关连的幅值；以及确定是否有任何记录的幅值超过预定阈值，从而找到相应的振动频率。40.权利要求38的方法，还包括配置第一校正滤波器以便运行于来自数据存储设备外部来源的检测的振动频率。41.权利要求40的方法，其中相同的滤波器用作检测滤波器和第一校正滤波器。42.权利要求38的方法，还包括在数据存储设备运行期间，重复地检测来自数据存储设备外部来源的振动的频率；以及重复地配置第一校正滤波器以便运行于检测的振动频率。43.一种具有被安装以便相对于存取元件而移动的媒体及具有用于控制相对于该媒体的存取元件位置的伺服系统的数据存储设备，一种用于在该数据存储设备中减小振动对伺服系统中位置信号的影响的方法，包括使用第一校正滤波器以减小振动对位置信号的影响；重复地使用第一校正滤波器，包括当重复地使用该第一校正滤波器时，重复地存取一个作为滤波器初始条件的滤波器状态向量；以及使用来自第一校正滤波器的相应输出量或使用静止值周期地刷新滤波器状态向量。44.权利要求43的方法，其中在小于大约数据存储设备的媒体的每5至10转的期间内刷新滤波器状态向量。45.权利要求43的方法，其中在所述数据存储设备通电周期期间进行所述刷新操作。46.一种数据存储设备，包括一个安装以便相对于存取元件而移动的媒体；一个用于控制相对于该媒体的存取元件位置的伺服系统；一个用于减小振动对伺服系统中位置信号的影响的系统，包括一个用于在数据存储设备运行期间检测振动频率的检测器。47.权利要求46的设备，其中所述检测器包括一个检测滤波器；用于配置检测滤波器以便在一个频率范围内扫描位置信号并记录与每个相应的扫描频率相关连的幅值的装置；以及用于确定是否有任何记录的幅值超过预定阈值从而找到相应的振动频率的装置。48.权利要求47的设备，其中所述用于配置检测滤波器的装置包括为每个相应的扫描频率使用多个主要确定为每个相应的扫描频率的函数的滤波器系数的装置。49.权利要求46的设备，还包括一个用于减小检测的振动频率对位置信号的影响的校正滤波器。50.权利要求49的设备，还包括用于配置校正滤波器以便运行于检测的振动频率的装置。51.权利要求50的设备，其中所述用于配置校正滤波器的装置包括用于确定多个作为检测的振动频率的函数的滤波器系数的装置。52.权利要求51的设备，其中校正滤波器具有以下形式Y(n)＝Ap(n)+Bp(n-1)+Cp(n-2)-EY(n-1)-FY(n-2)，其中n标示采样时间标志数；p(n)是每个采样时间标志数n的所述位置信号；Y(n)是每个采样时间标志数n的校正滤波器输出量；以及A、B、C、E和F组成多个滤波器系数。53.权利要求52的设备，其中所述确定多个作为检测的峰值振动频率的函数的滤波器系数的装置包括使用下列关系的装置A＝[1+a1+a2]/D；B＝[-2+2a2]/D；C＝[1-a1+a2]/D；E＝[-2+2b2]/D；以及F＝[1-b1+b2]/D；其中a1＝2πZaf*；a2＝(πf*)(πf*)；b1＝2πZbf*；b2＝(πf*)(πf*)；D＝[1+b1+b2]；Za，Zb是阻尼系数；f*与检测的峰值振动频率相关。54.权利要求52的设备，其中滤波器的中间节点采取以下值Q(n)＝Ap(n)+Bp(n-1)+Cp(n-2)；以及输出量Y(n)＝Q(n)-EY(n-1)-FY(n-2)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。55.权利要求52的设备，其中滤波器的中间节点采取以下值R(n)＝p(n)-ER(n-1)-FR(n-2)；以及输出量Y(n)＝AR(n)+BR(n-1)+CR(n-2)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。56.权利要求52的设备，其中滤波器的中间节点采取以下值R(n)＝Ap(n)-ER(n-1)-FR(n-2)；以及输出量Y(n)＝R(n)+(B/A)R(n-1)+(C/A)R(n-2)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。57.权利要求52的设备，其中滤波器的第一中间节点采取以下值L(n)＝(A-1)p(n)+(B-E)p(n-1)+(C-F)p(n-2)；第二中间节点采取以下值W(n)＝L(n)-EW(n-1)-FW(n-2)；以及输出量Y(n)＝p(n)+W(n)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。58.权利要求52的设备，其中滤波器的第一中间节点采取以下值M(n)＝p(n)-EM(n-1)-FM(n-2)；第二中间节点采取以下值V(n)＝(A-1)M(n)+(B-E)M(n-1)+(C-F)M(n-2)；以及输出量Y(n)＝p(n)+V(n)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。59.权利要求52的设备，其中滤波器的第一中间节点采取以下值M(n)＝(A-1)p(n)-EM(n-1)-FM(n-2)；滤波器的第二中间节点采取以下值V(n)＝M(n)+[(B-E)/(A-1)]M(n-1)+[(C-E)/(A-1)]M(n-2)；以及输出量Y(n)＝p(n)+V(n)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。60.权利要求52的设备，其中滤波器的第一中间节点采取以下值M(n)＝k(A-1)p(n)-EM(n-1)-FM(n-2)；第二中间节点采取以下值V(n)＝M(n)+[(B-E)/(A-1)]M(n-1)+[(C-F)/(A-1)]M(n-2)；以及输出量Y(n)＝p(n)+(1/k)V(n)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数和K是预定常数。61.一种数据存储设备，包括一个安装以便相对于存取元件而移动的媒体；一个用于控制相对于该媒体的存取元件位置的伺服系统；以及一个用于减小来自该数据存储设备外部来源的振动对伺服系统中位置信号的影响的系统，包括一个用于减小振动对位置信号的影响的第一校正滤波器。62.权利要求61的设备，还包括；用于配置第一校正滤波器以便运行于来自该数据存储设备外部来源的振动的频率的装置。63.权利要求62的设备，还包括用于重复地使用第一校正滤波器的装置，包括当重复地使用第一校正滤波器时，重复地存取一个作为滤波器初始条件的滤波器状态向量的装置。64.权利要求63的设备，还包括使用来自第一校正滤波器的相应输出量或使用静止值周期地刷新滤波器状态向量的装置。65.权利要求64的设备，其中在小于大约数据存储设备的媒体的每5至10转的期间内刷新滤波器状态向量。66.权利要求63的设备，其中用于重复地存取的装置包括当重复地使用第一校正滤波器时使用卷绕计数器(M)以控制对作为滤波器初始条件的滤波器状态向量中相应值的存取的装置，其中卷绕计数器(M)卷绕值对应于来自数据存储设备外部来源的振动的周期。67.权利要求61的设备，还包括用于减小来自该数据存储设备内部来源的振动对位置信号的影响的第二校正滤波器。68.权利要求67的设备，还包括用于配置第二校正滤波器以便运行于来自该数据存储设备内部来源的振动的频率的装置。69.权利要求68的设备，还包括用于重复地使用第一和第二校正滤波器的装置，包括当重复地使用这些滤波器时用于存取作为滤波器初始条件的第一和第二滤波器状态向量的装置。70.权利要求69的设备，其中用于重复地存取的装置包括当重复地使用第一校正滤波器时使用第一卷绕计数器(M)以控制对作为滤波器初始条件的第一滤波器状态向量中相应值的存取的装置；以及当重复地使用第二校正滤波器时使用第二卷绕计数器(N)以存取作为滤波器初始条件的第二滤波器状态向量中的相应值。71.权利要求70的设备，其中第一计数器(M)的卷绕值对应于来自数据存储设备外部来源的振动的周期及其中第二计数器(N)的不同卷绕值对应于来自数据存储设备内部来源的振动的周期。72.权利要求69的设备，其中数据存储设备内部的振动频率源包括媒体围绕其轴的旋转，及数据存储设备外部的振动频率源包括在第一数据存储设备之外的第二数据存储设备中的第二媒体围绕其轴的旋转。73.权利要求62的设备，其中所述配置第一校正滤波器的装置包括用于确定多个作为振动频率的函数的滤波器系数的装置。74.权利要求73的设备，其中第一校正滤波器具有形式Y(n)＝Ap(n)+Bp(n-1)+Cp(n-2)-EY(n-1)-FY(n-2)，其中n标示采样时间标志数；p(n)是每个采样时间标志数n的所述位置信号；Y(n)是每个采样时间标志数n的校正滤波器输出量；以及A、B、C、E和F组成多个滤波器系数。75.权利要求74的设备，其中所述用于确定作为检测的峰值振动频率的函数的滤波器系数的装置包括使用以下关系的装置A＝[1+a1+a2]/D；B＝[-2+2a2]/D；C＝[1-a1+a2]/D；E＝[-2+2b2]/D；以及F＝[1-b1+b2]/D，其中a1＝2πZaf*；a2＝(πf*)(πf*)；b1＝2πZbf*；b2＝(πf*)(πf*)；D＝[1+b1+b2]；Za，Zb是阻尼系数；f*与振动频率有关。76.权利要求74的设备，其中第一校正滤波器的中间节点采取以下值Q(n)＝Ap(n)+Bp(n-1)+Cp(n-2)；及输出量Y(n)＝Q(n)-EY(n-1)-FY(n-2)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。77.权利要求74的设备，其中第一校正滤波器的中间节点采取以下值R(n)＝p(n)-ER(n-1)-FR(n-2)；及输出量Y(n)＝AR(n)+BR(n-1)+CR(n-2)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。78.权利要求74的设备，其中第一校正滤波器的中间节点采取以下值R(n)＝Ap(n)-ER(n-1)-FR(n-2)；及输出量Y(n)＝R(n)+(B/A)R(n-1)+(C/A)R(n-2)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。79.权利要求74的设备，其中第一校正滤波器的第一中间节点采取以下值L(n)＝(A-1)p(n)+(B-E)p(n-1)+(C-F)p(n-2)；第二中间节点采取以下值W(n)＝L(n)-EW(n-1)-FW(n-2)；以及输出量Y(n)＝p(n)+W(n)；及其中A，B，C，E和F组成多个系数。80.权利要求74的设备，其中第一校正滤波器的第一中间节点采取以下值M(n)＝p(n)-EM(n-1)-FM(n-2)；第二中间节点采取以下值V(n)＝(A-1)M(n)+(B-E)M(n-1)+(C-F)M(n-2)；及输出量Y(n)＝p(n)+V(n)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。81.权利要求74的设备，其中第一校正滤波器的第一中间节点采取以下值M(n)＝(A-1)p(n)-EM(n-1)-FM(n-2)；滤波器的第二中间节点采取以下值V(n)＝M(n)+[(B-E)/(A-1)]M(n-1)+[(C-E)/(A-1)]M(n-2)；及输出量Y(n)＝p(n)+V(n)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数。82.权利要求74的设备，其中第一校正滤波器的第一中间节点采取以下值M(n)＝k(A-1)p(n)-EM(n-1)-FM(n-2)；第二中间节点采取以下值V(n)＝M(n)+[(B-E)/(A-1)]M(n-1)+[(C-F)/(A-1)]M(n-2)；及输出量Y(n)＝p(n)+(1/k)V(n)；以及其中A，B，C，E和F组成多个系数及K是预定常数。83.权利要求61的设备，还包括在数据存储设备运行期间用于检测来自数据存储设备外部来源的振动的频率的检测器。84.权利要求83的设备，其中所述检测器包括一个检测滤波器，用于配置检测滤波器以便在一个频率范围内扫描位置信号并记录与每个相应的扫描频率相关连的幅值的装置；以及用于确定是否有任何记录的幅值超过预定阈值从而找到相应的振动频率的装置。85.权利要求83的设备，还包括用于配置第一校正滤波器以便运行于来自数据存储设备外部来源的检测的振动频率的装置。86.权利要求85的设备，其中相同的滤波器用作检测滤波器和第一校正滤波器。87.权利要求83的设备，还包括在数据存储设备运行期间，用于重复地检测来自数据存储设备外部来源的振动的频率的装置；以及用于重复地配置第一校正滤波器以便运行于检测的振动频率的装置。88.一种数据存储设备包括一个安装以便于相对于存取元件而移动的媒体；一个用于控制相对于该媒体的存取元件位置的伺服系统；以及一个用于减小振动对伺服系统中位置信号的影响的系统，包括一个用于减小振动对位置信号的影响的第一检测滤波器；用于重复地使用第一校正滤波器的装置，包括当重复地使用该第一校正滤波器时，重复地存取一个作为滤波器初始条件的滤波器状态向量的装置；以及使用来自第一校正滤波器的相应输出量或使用静止值周期地刷新滤波器状态向量的装置。89.权利要求88的设备，其中-在小于大约数据存储设备的媒体的每5至10转的期间内刷新滤滤器状态向量。90.权利要求88的设备，其中在所述数据存储设备的通电周期期间进行所述刷新操作。全文摘要用于检测和校正加在数据存储设备中伺服系统上的不希望的振动的方法和系统。提供了检测技术,其中配置了检测滤波器以便扫描伺服系统的位置信号并记录每个相应扫描频率的相关幅值。检查是否任何记录的幅值超过阈值,从而找到峰值振动频率。配置校正滤波器以便运行于峰值振动频率上,从而减小它对位置信号的影响。公开了最佳检测和校正滤波器结构,还有访问作为初始条件的滤波器状态向量的技术和连续地适应于改变的振动环境的技术。文档编号G11B5/596GK1242573SQ9911060公开日2000年1月26日申请日期1999年7月19日优先权日1998年7月20日发明者斯利·M·斯利－加彦萨,阿伦·沙马,海恩·福·当,各务直行,中川裕三,时园晃,米田勋申请人:国际商业机器公司