复合环形天线的制作方法

专利名称：复合环形天线的制作方法
复合环形天线相关申请
本申请要求于2010年9月8日提交的美国申请No. 12/878,016、No. 12/878,018以及No. 12/878,020的优先权，上述这些申请是要求于2010年2月11日提交的美国临时申请No. 61/303,594的优先权的非临时申请。简要说明
本发明的实施例涉及平面的(双面的)和印刷的(单面的)复合场天线，并且特别地，但非独占地，涉及具有电场正交于磁场的共平面电场辐射器和磁回路的复合环形天线，其在较高带宽(较低Q)、较大辐射强度/功率/增益以及较高效率方面实现了性能益处。其他实施例涉及自含式地网复合场天线，其包括在磁回路上形成的跃变(transition)并具有大于 磁回路的宽度的跃变宽度。跃变实质上隔离了在与电场辐射器相反或邻近的磁回路上形成的地网。
背景技术：
现代电信设备的日益缩减的尺寸产生对改进天线设计的需求。在诸如手机/移动电话等设备中已知的天线提供了在性能方面的主要局限性之一并且几乎总是以一种方式或另外的方式折衷。特别地，天线的效率可能对设备性能具有主要影响。更高效的天线将辐射从发射器供给到天线的较高比例的能量。同样地，由于天线的固有相互作用，更高效的天线将较多的接收信号转换为用于接收器处理的电能。为了保证在收发器(既作为发射器又作为接收器操作的设备)与天线之间能量的最大传递(在发送和接收两种模式中)，两者的阻抗的大小应该互相匹配。两者之间的任何不匹配将导致欠佳的性能，在发送情况下，从天线向发射器反射回能量。当作为接收器操作时，天线的欠佳性能导致比否则将可能实现的更低的接收功率。已知的简单环形天线典型地为电流馈送设备，其主要产生磁(H)场。这样，这种天线不是典型地适合作为发射器。这尤其对于小环形天线(也就是那些比一个波长小或具有比一个波长小的直径的天线)是成立的。相比之下，电压馈送天线，诸如偶极天线，产生电(E)场和H场两者并且能够被用在发送和接收两种模式中。由环形天线接收的或从环形天线发送的能量的量部分地由天线的面积决定。典型地，每当环的面积减半时，可被接收/发送的能量的量根据诸如初始尺寸、频率等应用参数减少大约3dB。这种物理约束趋于意味着非常小的环形天线在实际中不能被使用。复合天线是这样的天线激励横向电磁(TM)模式和横向电(TE)模式两种模式以便获得较高性能益处，诸如较高带宽(较低Q)、较大辐射强度/功率/增益以及较高效率。在1940年代后期，Wheeler和Chu最先检查电短(ELS)天线的性能。通过他们的工作，仓Il建出若干数值公式来描述当天线的物理尺寸减小时天线的局限性。由Wheeler和Chu提及的ELS天线的其中一个局限性是其具有大的辐射品质因数Q，这是因为它们按时储存比它们辐射的平均更多的能量，这具有特别的重要性。根据Wheeler和Chu，ELS天线具有高的辐射Q，这导致在天线或匹配网络中最小的电阻损耗并且导致非常低的辐射效率，典型地在1-50%之间。结果，自从1940年代起，被科学界公认的是ELS天线具有窄带宽和差的辐射效率。在使用ELS天线的无线通信系统中的许多现今成果已经从严格的实验和调制方案的最优化以及通讯网络协议中产生，但现今在商业上使用的ELS天线仍然反映出Wheeler和Chu首先证实的窄带宽、低效率属性。在1990年代早期，Dale M. Grimes和Craig A. Grimes声称数学上发现了在ELS天线中一起操作的TM和TE模式的某些组合，其超过由Wheeler和Chu的理论建立的低辐射Q极限。Grimes和Grimes在于1995年5月关于电磁兼容性的IEEE学报中出版的标题为“辐射TE和TM模式的天线的带宽和Q”的期刊中描述了他们的工作。这些声明发起了许多争论并导致术语“复合场天线”，其中激励TM和TE两种模式，其与单独激励TM模式或TE模式的“简单场天线”相反。复合场天线的益处已经由若干备受尊重的RF专家在数学上证明，包括被美国海军空战中心武器部雇用的团队，其中他们推断出辐射Q低 于Wheeler-Chu极限、增加的福射强度、方向性(增益)、福射功率和福射效率的证据(P. L. Overfelft、D. R. Bowling、D. J. White, “共置磁回路、电偶极子阵列天线(初步结果)，” 1994年9月期中报告)。复合场天线已经证明是复杂的并且物理上很难实施，这是由于元件耦合的不需要效应以及在设计低损耗无源网络以结合电辐射器和磁辐射器时的有关困难。存在二维非复合天线的许多实例，其一般由电路板上的印刷金属条构成。然而，这些天线是电压馈送。一个这种天线的实例是平面倒F型天线(PIFA)。多数类似天线的设计也主要由四分之一波长(或一些多重的四分之一波长)、电压馈送、偶极天线构成。平面天线在本领域也是已知的。例如，授予Zahn等人的美国专利5，061，938要求昂贵的特氟龙(Teflon)衬底或相似材料用于天线的操作。授予Shiga的美国专利5,376,942教导了一种平面天线，其能够接收，但不发送，微波信号。Shiga天线进一步要求昂贵的半导体衬底。授予Nalbandian的美国专利6,677,901涉及一种平面天线,其要求衬底具有1:Γ :3的电容率对磁导率之比并且仅能够在HF和VHF频率范围(3 30Mhz和3(T300Mhz)中操作。尽管已知在诸如FR-4等通常用于普通印刷电路板的便宜的玻璃增强环氧层压板上印刷一些较低频率器件，但FR-4中的介电损耗被认为过高并且介电常数没有足够紧密地受控用于将在微波频率下使用的这种衬底。出于这些原因，氧化铝衬底更常被使用。此外，这些平面天线都不是复合环形天线。就带宽、效率、增益和辐射强度而言，对于复合场天线的增加的性能的基础得自储存在天线的近场中的能量的作用。在RF天线设计中，期望尽可能多地将呈现给天线的能量转换为辐射功率。储存在天线近场中的能量在历史上被称为无功功率并且用于限制能被辐射的功率量。当讨论复数功率时，存在实部和虚部(经常被称为“无功”)。实功率离开源并且从不返回，而虚功率或无功功率趋向以源的固定位置为中心振荡(在半波长内)并且与源互相影响，由此影响天线的操作。来自多个源的实功率的存在可直接相加，而虚功率的多个源可被相加或相减(抵消)。复合天线的益处在于其由TM和TE两个源驱动，这允许工程师创造利用先前在简单场天线中不可取的无功功率抵消的设计，由此改进天线的实功率发送性能。为了能够在复合天线中抵消无功功率，电场和磁场应该彼此正交操作。尽管已经提出了发射电场所需的电场辐射器和产生磁场所需的磁回路的大量配置，但所有这些设计总是停留于三维天线。例如，授予McLean的美国专利7，215，292要求在平行平面内的一对磁回路，具有在位于这对磁回路之间的第三平行平面上的电偶极子。授予Grimes等人的美国专利6，437，750要求两对磁回路和电偶极子在物理上相互正交地布置。由McLean提交的美国专利申请US 2007/0080878教导了一种布置，其中磁偶极子和电偶极子也处在正交平面内。


图1示出了实施例的平面实现；
图2示出了合并四个离散天线元件的实施例的电路布局；
图3A示出了包括相位跟踪器的图2的天线元件中之一的详细视 图3B示出了不包括相位跟踪器的图2的天线元件中之一的详细视图；
图4A示出了小的单面复合天线的实施例；
图4B示出了带有以大约45度角切割角部的磁回路的小的单面复合天线的实施例；
图4C示出了带有具有两个对称宽-窄-宽跃变的磁回路的小的单面复合天线的实施
例；
图5示出了小的双面复合天线的实施例；
图6示出了由四个复合天线元件组成的大复合天线阵列的实施例；
图7示出了相位跟踪器的尺寸如何影响其电感和电容；
图8示出了图6的天线实施例的接地平面；
图9A示出了带有平衡-不平衡转换器的自含式地网天线的实施例；
图9B示出了图9A中的拉下了平衡-不平衡转换器的天线的选择性实施例；
图1OA示出了带有电场辐射器的阵列和电场辐射器之间的曲线迹线的自含式地网天线的实施例；
图1OB示出了带有电场辐射器的阵列但不带有曲线迹线的自含式地网天线的实施例； 图1IA-1IC近似地示出了用于图9中的天线的2D辐射方向 图12A-12C近似地示出了用于图1OA中的天线的2D辐射方向 图13A近似地示出了用于图9中的天线的电压驻波比的曲线 图13B近似地示出了用于图9中的天线的测量回波损耗的曲线 图14A近似地示出了用于图10中的天线的电压驻波比的曲线 图14B近似地示出了用于图10中的天线的测量回波损耗的曲线图；以及 图15近似地示出了带有锥形跃变的自含式地网天线的实施例。
具体实施例方式各实施例提供了改进的平面复合环形(CPL)天线，其能够在发送和接收两种模式中操作并且能够实现比已知环形天线更好的性能。CPL天线的两个主要组成部分是产生磁场(H场)的磁回路和发射电场(E场)的电场辐射器。电场辐射器可在物理上位于回路内或回路外。例如，图1示出了电场辐射器位于由电迹线耦合的回路内部的单个CPL天线元件的实施例，而图3A和3B示出了电场辐射器位于回路外部的单个CPL天线元件的两个实施例。如下面进一步描述，图3A包括用于宽带应用的相位跟踪器，而图3B不包括相位跟踪器并且更适合于较少宽带应用。图4A、4B和4C示出了电场辐射器位于磁回路内的小的单面天线的其他实施例。使用任何这些技术构建的天线的实施例可以容易地被组装到移动或手持式设备内，例如电话、PDA、笔记本电脑，或作为单独的天线被组装。图2和其他图示出了使用微带构造技术的CPL天线阵列的实施例。这样的印刷技术允许设计并且构建紧凑且一致的天线。图1中所示的天线100被布置并且印刷在印刷电路板101的一部分上。天线包括磁回路110，其在这情况下基本为矩形并且带有广开口基部。从同轴电缆130以已知的方式在驱动点处向广开口基部的两端馈电。位于回路110内部的是电场辐射器或串联谐振电路120。串联谐振电路120在电路板101上采取J形迹线122的形式，其借助于曲折迹线124耦接于回路100，曲折迹线124操作为电感器，即意味着其具有电感或感抗。J形迹线122基本具有由其尺寸和用于天线的材料指定的容抗性能。迹线122与曲折迹线124 —起用作为串联谐振电路。
为了便于理解在文中呈现了天线100。实际的实施例可不在物理上类似所显示的天线。在这种情况下，显示为从同轴电缆130馈电，也就是，回路132的一端连接至电缆130的中心导体，而回路134的另一端连接至电缆130的外鞘。回路天线100与已知的回路天线的不同之处在于，串联谐振电路120耦接于回路134的围绕回路圆周的方式的部分。此耦接位置在天线的操作中起重要作用，如下面描述。通过小心地相对于磁回路110定位串联谐振电路120和曲折迹线124，可以使得由天线100产生/接收的E和H场彼此正交，没必要在物理上将电场辐射器布置为正交于磁回路110。此正交关系具有使得由天线100发射的电磁波能够有效地通过空间传播的效果。为了获得此效果，将串联谐振电路120和曲折迹线124放置在沿着磁回路110大约90度或大约270度的电位置处。在选择性实施例中，可以将曲折迹线124放置在沿着磁回路110的点上，在该处流过磁回路的电流处于反射最小值。因此，曲折迹线124可以或可不被放置在大约90度或270度电点处。沿着磁回路110的电流处于反射最小值的点取决于磁回路110的几何形状。例如，电流处于反射最小值的点最初可被识别为磁回路的第一区域。在对磁回路添加或移除金属以获得阻抗匹配之后，电流处于反射最小值的点可从第一区域变为第二区域。磁回路110可以为许多不同电长度和物理长度的任何一个；然而，为了供天线更有效的操作，相对于期望的频带(数个频带)而言，电长度其是波长、四分之一波长和八分之一波长的倍数。对磁回路添加电感可增加磁回路的电长度。对磁回路添加电容具有相反的效果，即降低了磁回路的电长度。H场和E场之间的正交关系能够通过将串联谐振电路120和曲折迹线124放置在从驱动点围绕磁回路为90度或270度的物理位置处来实现，该物理位置基于由天线发送/接收的信号的频率而变化。如所注意到的，该位置可以从磁回路110的驱动点(数个驱动点)成90度或270度，其各自由端部132和134确定。因此，如果端部132连接至电缆130的中心导体，则曲折迹线124可定位于90度点处，如图1中所示，或定位于270度点处(在图1中未示出)。H场和E场之间的正交关系也可以通过将串联谐振电路120和曲折迹线124放置在流过磁回路的电流处于反射最小值的围绕磁回路的物理位置处来实现。如先前所注意到的，电流处于反射最小值的位置取决于磁回路110的几何形状。通过以这种方式布置电路元件，以使在器件之间存在90度的相位关系，在E和H场之间产生正交关系，这使得天线100能够作为接收和发送两种天线更有效地发挥作用。通过磁回路110单独(或基本单独)产生H场，而通过串联谐振电路120发射E场，这以适合于发送的形式越过非常远的距离传递从天线发送的能量。串联谐振电路120包括电感(L)器件和电容(C)器件，二者的值被选择来以天线100的操作频率共振，并且使得感抗匹配容抗。这是因为当电容器件的电抗等于电感器件的电抗时，也就是当W时，共振最有效地发生。于是L和C的值可以被选择来给 出期望的操作范围。例如使用晶体振荡器的其他形式的串联谐振电路可以被用来给出其他操作特征。如果使用晶体振荡器，则这种电路的Q值远大于所示的简单L-C电路的Q值，因此这将限制天线的带宽特征。如上面所注意到的，串联谐振电路120有效地操作作为E场辐射器(其由于天线中固有的相互作用意味着其也是E场接收器)。如图所示，串联谐振电路120是四分之一波长天线，但串联谐振电路也可操作作为多倍的全波长、多倍的四分之一波长或多倍的八分之一波长天线。如果特别的限制阻止期望波长的材料被用作迹线122，则可以利用曲折迹线124作为增加传播延迟的手段以便实现电学等效的全波长、四分之一波长或八分之一波长串联谐振电路120。仅使用期望波长的棒状天线来代替串联谐振电路在理论上是可能的，但在实践中一般不这样，只要它在90/270度点或在流过磁回路的电流处于反射最小值的点处在物理上连接至回路并且遵守\=XC的要求即可。如上面所注意到的，串联谐振电路120的定位是重要的它可以在E和H场之间的相位差为90度或270度的点或在流过磁回路的电流处于反射最小值的点处被定位并且耦接于回路。从文中，串联谐振电路120耦接于磁回路110的点将被称为“连接点”，沿着磁回路在90或270度电点处的连接点将被称为“90/270连接点”，并且电流处于反射最小值的连接点将被称为“反射最小值连接点”。连接点位置的变化量在一定程度上取决于天线的预期用途和磁回路几何形状。例如，可以通过对使用90/270连接点的天线的性能与使用反射最小值连接点的天线的性能进行比较来找到最佳连接点。然后可以选择对于天线的预期用途产生最高效率的连接点。90/270连接点可不与反射最小值连接点不同。例如，天线的实施例可在90/270度点或接近90/270度点处具有处在反射最小值的电流。如果使用90/270度连接点，则从精确的90/270度起的变化量在一定程度上取决于天线的预期用途，但一般而言，它被放置得越接近90/270度，天线的性能越好。理想地，E和H场的大小也应该是完全相同的或大体相似的。实际上，可以通过使用限定90/270度位置或电流处于反射最小值的点的E和H场探针以实验方式找到串联谐振元件120耦接于回路110的点。可以通过移动迹线124直到观察到期望的90/270度差值来确定曲折迹线124应该耦接于回路110的点。用于确定沿着回路110的90/270连接点和反射最小值连接点的另一方法是可视化电磁软件仿真程序中的表面电流，其中沿着回路110的最佳连接点将被可视化为最小表面电流大小(数个)的区域(数个区域)。因此，需要根据实验测量和逐步逼近的程度来确保天线的最优性能，即使很好地理解了优先元件布置的原理也是如此。这仅仅是由于印刷电路的性质，其在实现期望的性能之前经常需要“调谐”的程度。已知的简单回路天线提供了非常宽的带宽，典型地为一个倍频程，而已知的诸如偶极天线的天线具有窄得多的带宽，典型地为操作频率的小得多的小部分(诸如操作的中心频率的20%)。印刷电路技术是公知的并且在这里不再详细讨论。充分地来说在具有特定介电效应的合适衬底上布置和印刷(通常经由蚀刻或激光微调)铜迹线。通过仔细选择材料和尺寸，可以实现电容和电感的特定值而不需要单独的离散元件。然而，如下面将进一步描述的那样，本实施例的设计缓解了先前较高频率平面天线的衬底局限性。如所注意到的，使用已知的微带技术布置并且制造本实施例，其中作为一定量的人工校准的结果达到最终设计，由此调整衬底上的物理迹线。实际上，使用校准电容棒，其 包括具有已知电容元素，例如，2微微法的金属元件。可以在测量天线的性能的同时例如将电容棒放置为接触天线迹线的各种部分。在熟练的技术员或设计者的手上，此技术揭示了组成天线的迹线应该在尺寸上被调整，相当于调整电容和/或电感。在数次迭代之后，可以实现具有期望性能的天线。再一次使用E和H场探针以实验方式确定串联谐振元件和回路之间的连接点。一旦已经确定大概的连接位置，则记住在这里所讨论的频率，来自测试设备的最轻微的干扰可能具有大的实际效果，可以通过就地激光微调迹线来对连接和/或L和C的值做细微的调整。一旦建立最终设计，就可以以良好的可重复性再生。选择性地，可以使用电磁软件模拟程序来可视化表面电流，并选择表面电流处于最小值的区域或数个区域来确定串联谐振元件和回路之间的连接点。根据文中所讨论的实施例构建的天线提供了超过相似体积的已知天线的显著效
率增益。在其他实施例中，可以组合多个离散天线元件来提供比使用单个元件可以实现的性能更大的性能。图2示出了以已知的方式布置和印刷在电路板205的一部分上的天线200。尽管在平面视图中示出了电路板205，但对于组成电路板的衬底存在一定量的厚度，并且以相似于图6和8中示出的接地平面区域624的方式将接地平面(未示出)印刷在电路板205的背面上。在图2中，天线200包括4个分离的、功能上完全相同的天线元件210，其被布置为两组，每组受到平行驱动。提供多个基础天线元件210的实例的效果在于改进天线200的整体性能。在不存在与天线的构造相关联的损耗时，在理论上可以构建包括大量个别基础天线元件210的实例的天线，每双数的元件对天线增加3dB的增益。然而，实际上，损耗-特别是电介质加热效应-意味着不可能无限地增加额外元件。图2中所示的四元件天线的实例在物理上可能的范围内是很好的并且超过由单个元件构成的天线而增加6dB (减去任何电介质加热损耗)。图2的天线200适合用于微蜂窝基站或固定式无线基础设施的其他零件中，而单个元件210适合用于移动设备中，诸如为移动电话或手机、呼机、PDA或便携式计算机。仅仅真正确定的问题是尺寸。分别参考天线310和370在图3A和3B中进一步解释并且示出元件210的组件和操作。
图3A示出了单个天线310 (图2的元件210中之一的实施例)，其通过包括相位跟踪天线元件330能够实现如下面描述的相当于一个或一个半倍频程的较大带宽，相位跟踪天线元件330已特别适应于提供比图1的较窄带宽天线100大的操作带宽(较宽带宽)。特别地，通过相位跟踪器330与矩形电场辐射器320和回路元件350的组合实现这种较宽的带宽。矩形电场辐射器320代替图1中所示的串联谐振电路120。然而，矩形电场辐射器320的操作带宽由于相位跟踪器330的操作而比调谐电路120的操作带宽宽，如下面进一步解释。在图3B中示出了天线310的选择性实施例作为天线370，其具有和图3A的天线310 —样的矩形电场辐射器320、回路元件350和驱动或馈电点340，但缺少相位跟踪器330，因此具有比天线310窄的操作带宽。通过图4A中的CPL天线元件描述了用于合并宽的带宽操作的另一方法，其合并有多个电场辐射器404和408，如下面进一步描述。在调谐电路120的情况下，调谐电路和回路之间的连接点在确定天线100的整体
性能方面是重要的。在图3A和3B中的天线310和370中的电场辐射器320的情况下，位于回路350的外部，尽管电池辐射器仍然一般被布置在中心频率围绕回路350的90/270度的中点处或电流处于反射最小值的点处，但由于连接点沿着电场辐射器的一侧的长度有效地分布因此精确定位较不重要。这样，电场辐射器320的边缘吻合回路350的端点连同回路的尺寸一起确定了天线310和370的操作频率范围。回路350的尺寸在确定天线310和370的操作频率方面也是重要的。特别地，如先前所提到的，回路350的总长度是关键尺寸。为了允许较宽的操作频率范围，三角形相位跟踪器元件330设置为与电场辐射器320 (在如图2中所示的两个可能位置中之一)正相对。相位跟踪器330有效地充当自动的可变长度跟踪器件，其根据在馈电点或驱动点340处所馈送的RF信号的频率加长或缩短回路350的电长度。相位跟踪器330相当于接近无限串联的L-C组件，仅仅其中的一些将以给定频率共振，由此自动地改变回路的有效长度。按照这种方式，与带有不具有这种相位跟踪组件的简单回路相比可以实现操作的较宽带宽。如图2中所示，相位跟踪器330具有两个不同的可能位置。针对图2中所示的天线元件210的组中的每个天线元件210选择这些位置来最小化相邻天线元件210之间的相互干扰。从电学角度出发，两者构造在功能上是完全相同的。天线310和370的较大带宽(达到I 1A倍频程)是可能的，这是因为磁回路350是信号电流的完全短路。如图3A和3B中所示，磁回路是完全短路，这是因为其是二分之一波短路，但其也可在四分之一波开路和全波短路为完全短路。由尺寸360确定天线的相位。尺寸360跨越电场辐射器320的长度和磁回路350的左边的长度。信号在信号为180度异相的点处是短路的。通过磁回路产生带有最大幅值的磁场，并且存在通过电场辐射器产生的较小幅值磁场。再者，磁回路可从带有非常低的实阻抗的RF短路到带有非常高的实阻抗的近似RF开路改变长度。由一个或多个电场辐射器元件发射最高幅值电场。然而，磁回路也产生与磁场相反的比通过电场福射器发射的电场的幅值低的小电场。通过最大化磁回路中的电流以产生最高可能H场来达到天线的效率。这通过将天线设计成使电流移动进入E场辐射器并沿相反的方向被反射回来来实现，如下面在图6中进一步描述。最大化的H场沿所有方向从天线伸出，其最大化了天线的效率，这是因为可获得更多的电流来用于发送目的。当磁回路是完全的RF短路时或当磁回路具有非常低的实阻抗时，出现可以产生的最大H场能量。然而，在正常情况下，RF短路是不期望的，因为它将烧坏驱动天线的发射器。发射器以设定的阻抗产生设定量的能量。通过利用匹配于电场性能的阻抗，可以在不烧坏发射器的情况下具有近似RF短路回路。流过磁回路的电流流入电场辐射器。然后电流沿着相反的方向被电场辐射器反射回到磁回路中，导致电场反射进入磁场而产生电场辐射器的短路并且产生正交的电场和磁场。尺寸365由电场辐射器320的宽度组成。尺寸365不影响天线的效率，但其宽度确定天线是窄带还是宽带。尺寸365仅具有较大宽度来扩宽图3A中示出的天线310的带。图3A中示出的磁回路的所有迹线元件例如可以在不影响天线的性能或效率的情况下被制成非常厚。然而，将这些回路元件迹线制成较厚使其可以接受较大的输入功率并且另外修改天线的物理尺寸来配合期望的空间，诸如可被在指定频率范围内操作的许多不 同便携式设备(诸如移动电话)需要。对于技术人员将明了，任何形式的E场辐射器可用在图2、图3A和图3B中所示的多元件构造中，其中的矩形电场辐射器320仅仅是个实例。同样地，单个元件实施例可使用矩形电场辐射器、调谐电路或任何其他适当形式的天线。图2中所示的多元件版本使用四个离散元件210，但这可根据确切的系统要求和可利用空间做上下变动，如将被解释的那样，对元件210的上限存在一些限制。本公开的实施例允许使用单元件或多元件的天线，在增加很多的带宽之上可操作并且与相似尺寸的已知天线相比具有优良的性能特征。此外，不需要复杂的组件，导致廉价的设备可应用到宽范围的RF设备。本公开的实施例发现在移动电信设备中的特定应用，但可以被用在要求高效天线的任何设备中。实施例由小的单面复合天线(“单面天线”或“印刷天线”)组成。“单面”指当期望时天线元件位于或印刷在单层或单个平面上。如文中所使用的，措辞“印刷天线”应用于文中公开的任何单面天线，不管印刷天线的元件是印刷的还是以一些其他方式产生的，诸如蚀刻、沉积、溅射或在表面上涂布金属层或在金属层周围放置非金属材料的一些其他方式。多层的单面天线可以被组合成单个器件以允许在较小物理体积中的较宽带宽操作，但每个器件仍将是单面的。下面描述的单面天线在背面或较低平面没有接地平面，并且就其本身而言，本质上是短路的器件，其代表在天线设计中的新概念。单面天线得以平衡，但如果在预期应用设备中存在显著的接地平面，则可用平衡线路或不平衡线路来驱动。这样天线的物理尺寸可以根据天线的性能特征显著改变，但在图4A中示出的天线400大约为2cm乘3cm。可以为更小或更大的实施方式。单面天线400由物理上位于磁回路内的两个电场辐射器组成。特别地，如图4A中所示，单面天线400由磁回路402组成，第一电场辐射器404经由第一电迹线406连接到磁回路402，并且第二电场辐射器408经由第二电迹线410连接到磁回路402。相对于馈电点或驱动点，在相应的90/270度电位置处，电迹线406和410将电场辐射器404和408连接到磁回路402。选择性地，在流过磁回路的电流处于反射最小值的区域，电迹线406和410可以将电场辐射器404和408连接到磁回路。如上面讨论的，对于不同的频率，迹线406和410的连接点或耦接点改变，其解释了为什么一个频率的辐射器404被显示为在不同于处于不同频率的辐射器408的点连接到回路402。在较低频率，波花费较长时间到达90/270度点；因此90/270度点的物理位置沿着磁回路高于较高频率波。在较高频率，花费较少时间到达90/270度点，导致90/270度点的物理位置沿着磁回路低于较低频率波。相似地，沿着电流处于反射最小值的磁回路的点也可取决于电场辐射器的频率。最终，天线400的选择性实施例可由不用电迹线而直接耦接至磁回路402的一个或多个电场辐射器组成。电场辐射器404也具有不同于电场辐射器408的尺寸，因为每个电场辐射器发射不同频率的波。较小的电场辐射器404将具有较小波长因而具有较高频率。较大电场辐射器408将具有较长波长和较低频率。物理上位于磁回路内的电场辐射器(数个电场辐射器)的物理布置与电场辐射器(数个电场辐射器)和磁回路的物理位置在彼此外部的其他实施例相比可以减少整个天线的尺寸，而在同时提供了宽带器件。选择性的实施例可以具有不同数量的电场辐射器，每个布置在回路周围的不同位置处。例如，第一实施例可具有位于磁回路内部的仅一个电场辐射器，而具有两个电场福射器的第二实施例可具有位于磁回路内部的一个电场福射器和位于磁回路外部的第二电场辐射器。选择性地，多于两个电场辐射器可在物理上位于磁回路 内部。正如上面描述的其他天线，单面天线400由于电场和磁场而是转换器。如所注意到的，多电场辐射器的使用允许宽带功能性。每个电场辐射器可构造为发射不同频率的波，导致电场辐射器覆盖宽带范围。例如，单面天线400可以构造为使用在两个频率范围构造的两个电场辐射器而覆盖标准IEEE 802. llb/g无线频率范围。第一电场辐射器404例如可构造为覆盖2. 41GHz频率，而第二电场辐射器408例如可构造为覆盖2. 485GHz频率。这将允许单面天线400覆盖2. 4IGHz到2. 485GHz的频带，其对应于IEEE802.1 lb/g标准。使用两个或多个电场辐射器可以在不使用相位跟踪器(如图2和3中所示)的情况下形成宽带操作，如参考上面描述的物理上较大天线实施例所示。在选择性实施例中，通过使用对数分度使多个电场辐射器锥形化，类似于YAGI天线，也可以实现宽带天线。电场辐射器的长度一般决定电场辐射器将覆盖的频率。频率与波长成反比。因此，小电场辐射器将具有较小波长，导致较高频率波。另一方面，大电场辐射器将具有较长波长，导致较低频率波。然而，这些普遍性也是特定的实施方式。对于最优效率，电场辐射器应该具有在其产生的频率上大约多倍波长、四分之一波长或八分之一波长的电长度。如前面所提到的，如果可利用的物理空间的量将电场辐射器的电长度限制为小于期望的波长，则曲折迹线可被用来增加传播延迟并且在电学上加长电场福射器。在图4A和4B中，电迹线406和410是电感并且它们各自的长度对它们的形状或其他特征确定了它们的电感。对于最优效率，电迹线的感抗应该匹配于相应电场辐射器的容抗。电迹线406和410是弯曲的以便减小天线的整体尺寸。例如，电迹线406的曲线可更接近磁回路402而不是更接近电场辐射器404，或者迹线406的曲线可面朝下而不是面朝上，类似于电迹线410。将电迹线成形为扩展其长度，并不是因为该形状具有不同于该背景下的任何特殊意义。例如，代替具有直的电迹线，可对电迹线添加曲线以便增加其长度，并且相应地增加其感抗。然而，电迹线上的尖锐角部和电迹线的正弦曲线形状会消极影响天线的效率。特别地，带有正弦曲线形状的电迹线导致电迹线发射与电场辐射器部分异相的小电场，从而减小天线的效率。因此，可以通过使用成形为柔性优美的曲线并且带有尽可能少的弯曲的电迹线来改善天线的效率。单面天线400中的元件之间的间隔对整个天线增加了电容。例如，电场辐射器404的顶部与磁回路402之间的间隔、两个电场辐射器404与408之间的间隔、电场辐射器404和408的左侧与磁回路402之间的间隔、电场辐射器404和408的右侧与磁回路402之间的间隔以及电场辐射器408的底部与磁回路402之间的间隔全部会影响天线400的电容。如先前所述，为了天线400与最优频率共振，整个天线的感抗和容抗应该在期望的频带(数个频带)上匹配。一旦感抗已经被确定，则可以基于对于天线匹配于感抗值所需的容抗·值来确定各种元件之间的距离。给出一组公式来找到元件之间的间隔和相关联的边缘电容，可以使用多目标优化法来确定元件之间的最优间隔。可以使用线性规划来最优化元件之间或任何两个相邻天线元件之间的最优间隔。选择性地，诸如遗传算法等非线性规划可被用来最优化间隔值。如先前所注意到的，单面天线400的尺寸取决于许多因素，包括期望的操作频率、窄带对宽带功能性以及电容和电感的调谐。在图4A中的天线元件400的情况下，磁回路402的长度是一个波长(360度)，其被设计用于最优频率，尽管也可使用其他波长的倍数。当针对最优频率设计时，磁回路的一部分也将充当电场辐射器，并且电场辐射器将产生小磁场，增加至天线的方向性和效率。磁回路的长度也可以是任意的，或大约多倍的波长、四分之一波长或八分之一波长，对于其中某些长度增加频率多于其他的。一个波长对于电压而言是开路并且对于电流而言是短路。选择性地，磁回路402的长度可以在物理上小于波长但可以通过增加传播延时来添加额外的电感以便在电学上加长回路。磁回路402的宽度主要基于其对磁回路402的电感上及其电容具有的期望效果。例如，使磁回路402在物理上较短将使波长较小，导致较高的频率。在对于磁回路402的最优频率的设计中，电感和电容应该满足w=l/sqrt(LC)的方程式，其中w是回路402的波长。因此，通过改变影响电长度的电感和电容可以调谐磁回路402。减小磁回路的宽度也增加电感。在较薄的磁回路中，更多的电子不得不通过较小区域挤过去，从而增加延迟。磁回路402的顶部412比磁回路402的任何其他部分薄。这允许调整磁回路的尺寸。顶部412可以被减小，这是由于它对90/270度连接点具有最小的影响。此外，削减磁回路402的顶部412增加磁回路402的电长度并且增加电感，这可以帮助感抗匹配于天线的总容抗。选择性地，可以增加顶部412的高度来增加电容(或相当于减小电感)。如先前所提到的，反射最小值连接点取决于磁回路的几何形状。因此，通过削减顶部412或增加顶部412，或通过改变磁回路的任何其他方面来改变回路的几何形状将需要在修改回路几何形状之后识别电流处于反射最小值的点。磁回路402不见得是如图4A中示出的正方形。在实施例中，磁回路402可以是矩形形状或畸形形状并且可以在相应的90/270度连接点或在反射最小值连接点处放置两个电场辐射器404和408。对于最优效率，畸形回路的电长度将在期望的频带(数个频带)上大约是多倍波长、或大约多倍四分之一或八分之一波长。可以将电场辐射器放置在畸形磁回路的内部或外部。再者，关键在于识别沿着磁回路的最大化天线的效率的连接点。连接点可以是沿着磁回路的90/270度电点或流过磁回路的电流处于反射最小值的点。例如，在智能手机中，畸形天线设计可以被配合到可利用的畸形空间内，诸如移动设备的后盖。代替正方形的磁回路，其可以为矩形形状、圆形形状、椭圆形形状、大致E形形状，大致S形形状等等。同样地，小的畸形天线可以被配合到便携式计算机或其他便携式电子设备上的非均匀空间中。如上面讨论的，电迹线的位置可以处在沿着磁回路大约90/270度电点处或处在反射最小值连接点处从而使得由电场辐射器发射的电场正交于由磁回路产生的磁场。90/270连接点和反射最小值连接点是重要的，这是因为这些点允许无功功率(虚功率)被远离天线发送并且不返回。无功功率典型地在天线近场的周围产生并且被储存。无功功率以靠近源的固定位置为中心振荡并且影响天线的操作。关于图4A，虚线414表明边缘电容现象的最显著区域发生的地点。在天线内的两块金属，诸如磁回路和电场辐射器，以一定距离分开，可以产生边缘电容的电平。通过使用边缘电容，单面天线的实施例允许天线的所有元件被印刷在包括便宜的介电材料在内的几乎任何类型的适当衬底材料的一面上。可以被用作衬底的便宜的介电材料的实例包括玻璃增强环氧层压板FR-4，其具有大约4. 7±0. 2的介电常数。在单面天线400中，例如，不需要背面或接地平面。当然，导线连接至磁回路的每个端部，导线中之一接地。如先前所注意到 的，该全波长天线设计意味最佳有效短路的复合环形天线。实际上，单面天线在存在地网接地平面的情况下将几乎最佳地发挥作用，如同在由安装有天线的物体提供地网的嵌入式天线设计中一样普通。单面天线的实施例的2D设计具有若干个优点。通过使用适当的衬底或介电基底，其可以非常薄，天线的迹线可以被确切地喷射或印刷在表面上并且仍然用作为复合环形天线。此外，2D设计允许天线材料的使用典型地不被看作为适用于微波器件，诸如非常便宜的衬底。其他优点在于天线可以被放置在畸形表面上，诸如手机壳盖的背面、便携式电脑的边缘等等。可以将单面天线的实施例印刷在介电表面上，在天线背面放置有粘合剂。然后可将天线粘附在各种计算设备上，导线连接至天线以提供所需的功率和接地。例如，如上面所注意到的，根据该设计，IEEE 802. llb/g无线天线可以被印刷在大约邮票大小的表面上。可将天线粘附到便携式电脑的盖子、台式计算机的机箱或手机或其他便携式电子设备的后盖上。各种介电材料可以与单面天线的实施例一起使用。FR-4作为衬底超过诸如聚四氟乙烯(PTFE)的其他介电材料的优点在于其具有较低成本。典型地用于较高频率天线设计的电介质具有比FR-4低得多的损耗特性，但它们可能比FR-4花费多得多。单面天线的实施例也能用于窄带应用。窄带指消息的带宽没有超过信道的相干带宽的信道。在宽带中，消息带宽显著地超过信道的相干带宽。窄带天线应用包括W1-Fi和点对点远程微波链路。依照上面描述的实施例，例如，可以将窄带天线的阵列印刷在贴纸上，然后可将其放置在便携式电脑上用于远距离和与标准W1-Fi天线相比好的信号强度的W1-Fi接入。图4B示出了单面天线420的选择性实施例，带有角部以大约45度角被切去的磁回路422。以一定角度切去磁回路422的角部可改善天线的效率。具有角部形成大约90度角的磁回路影响流过磁回路的电流的流动。当流过磁回路的电流碰到90度角的角部时，使得电流反弹，反射电流克服主电流流动或者形成涡流池。由于90度角部的能量损失会消极地影响天线的性能，在较小天线实施例中尤为明显。以大约45度角切去磁回路的角部改善了磁回路的角部周围的电流流动。因此，成角度的角部使电流中的电子在流过磁回路时能够被较少地阻碍。尽管以45度角切去角部是优选的，但也实现可以不同于45度的角度切去的选择性实施例。图4C示出了单面天线440的选择性实施例，其使用磁回路442中各种宽度的跃变来对磁回路442增加电感或增加电容。磁回路442的角部已经以大约45度角被切去以便改善电流在磁回路442的角部周围流动时的流动，由此增加天线的效率。单个电场辐射器444在物理上位于磁回路442的内部。利用具有柔性弯曲形状的电迹线446将电场辐射器444连接到磁回路442。如先前讨论的，具有带有柔性曲线的电迹线446，其不是正弦曲线形状并且最小化迹线中弯曲的数量，可改善天线的效率。术语跃变用于指磁回路的宽度的变化。在图4C中，磁回路442大体上是矩形形状并且包括左侧上的第一跃变和右侧上的第二跃变。在图4C中示出的实施例中，第一跃变对称于第二跃变。在磁回路442的左右两侧上的跃变包括中间窄区段448或比磁回路442的 剩余部分薄并且位于第一宽区段450和第二宽区段452之间并且邻近于第一宽区段450和第二宽区段452的中间窄区段，第一宽区段450和第二宽区段452的宽度比窄区段448大。具体地，磁回路从第一宽区段450跃变到中间窄区段448，中间窄区段448跃变到第二宽区段452。磁回路中的宽-窄-宽跃变产生纯电感，从而增加磁回路的电长度。因此，在磁回路中使用宽-窄-宽跃变是通过对磁回路442增加电感来增加磁回路442的电长度的方法。中间窄区段448的长度也能根据需要被增加或减小，来对磁回路增加期望的电感。例如，在图4C中，中间窄区段448跨越磁回路442的左边和右边的大约四分之一。然而，中间窄区段448可以被增加到跨越磁回路442的左边和右边的大约一半或一些其他比例，由此增加磁回路442的电感。跃变不限于具有小于磁回路442的剩余部分的宽度的区段或节段。选择性跃变可以包括中间宽区段或中间宽节段，中间宽区段或中间宽节段比磁回路442的剩余部分宽并且位于第一窄区段和第二窄区段之间且邻近于第一窄区段和第二窄区段的中间宽节段，第一窄区段和第二窄区段具有小于宽区段的宽度。具体地，在这样的选择性实施例中，磁回路从第一窄区段跃变到中间宽区段，中间宽区段随后跃变到第二窄区段。磁回路中的窄-宽-窄跃变产生电容，由此缩短磁回路的电长度。中间宽区段的长度可以被增加或减小来对磁回路增加电容。在磁回路中使用跃变，就是说，在磁回路的一个或多个区段或节段上改变磁回路的宽度充当用于调谐阻抗匹配的方法。在磁回路中改变宽度的跃变也可以渐缩来进一步增加电感或电容以便保证天线中所有元件的电抗电感和电抗电容是匹配的。例如，在宽-窄-宽跃变中，第一宽区段可以从其较大宽度渐缩为中间窄区段的较小宽度。同样地，中间窄区段可以从其窄宽度渐缩为第一宽区段或第二宽区段的较大宽度，或渐缩为两者的较大宽度。窄-宽-窄跃变中的区段和宽-窄-宽跃变中的区段可以彼此独立地渐缩。例如，在第一窄-宽-窄跃变中，仅仅中间宽区段可渐缩，而在第二窄-宽-窄跃变中仅仅第一窄区段可渐缩。渐缩可以是线性的、台阶状或弯曲的。磁回路的各部分之间的宽度的实际差值将取决于为确保天线的总电抗电容匹配于天线的总电抗电感所需的电感或电容的量。在图4C中示出的实施例显示了位于彼此对面并且对称的两个宽-窄-宽跃变。然而，选择性实施例可以具有仅位于磁回路442的一侧边上的跃变。此外，如果在磁回路中使用多于一个跃变，则这些跃变无需是对称的。例如，畸形形状磁回路可具有两个跃变，各跃变具有不同的长度和宽度。此外，不同类型的跃变也可以被用在单个磁回路上。例如，磁回路可以具有一个或多个窄-宽-窄跃变和一个或多个宽_窄-宽跃变。图5示出了小的双面或平面天线500的实施例。平面天线500在背面上使用第二平面，其包括由虚线502示出的可调谐贴片，其针对特定频率产生容抗以匹配于磁回路504的感抗。可调谐贴片502大致为正方形金属片，其相对于天线500的其他元件具有灵活的位置。在实施例中，可调谐贴片502应该位于远离沿着磁回路的90/270度电点的点处，或位于远离电流处于反射最小值的区域的点处，诸如天线500的左上角部，如图5中所示。电场辐射器506位于磁回路504的内部以便减小双面天线500的整体尺寸。为了最优效率，电场辐射器506在其相应的操作频率上应该具有大约等于四分之一波长的电长度。如果将电场辐射器制成较小，那么将导致在较高频率上的较小波长。 电场辐射器506被弯曲成大体J形以便使其整体长度配合于磁回路504的内部。选择性地，可将电场辐射器506伸展开从而使其位于直线上，而不是弯曲成J形，或者弯曲成选择性的形状。尽管在此处考虑了这样的实施例，但可使天线更宽并且增加天线的整体尺寸。电迹线508在90/270连接点或在最小值反射连接点处将电场辐射器506连接到磁回路504。磁回路504的顶部510与磁回路504的其他侧边相比较小。这样是为了增加电感并且加长磁回路504的电长度。增加电感进一步使感抗能够匹配于天线500的总容抗，如同小的单面天线400中的情况，并且可以如上面讨论来调整。可调谐贴片502也可以位于沿着磁回路504的顶部510的任何位置。然而，具有远离磁回路504连接到电场辐射器506的点的可调谐贴片502产生较好的性能。也可以通过改变贴片的深度、长度以及高度来增加可调谐贴片502的尺寸。增加可调谐贴片502的深度将导致天线设计占据更多空间。选择性地，可将可调谐贴片502制成非常薄，但其长度和高度可做相应地调整。代替具有覆盖天线500的左上角的可调谐贴片502，可以增加长度和高度以便覆盖天线500的左半部分。选择性地，可增加可调谐贴片502的长度，允许贴片扩展天线500的上半部分。同样地，可增加可调谐贴片502的高度，允许贴片扩展天线500的左侧。也可将可调谐贴片制成较小。类似于单面天线，各种介电材料可以供双面天线500的实施例使用。能被使用的介电材料包括FR-4、PTFE、交联聚苯乙烯等等。图6示出了大天线600的实施例，其由四个天线元件602的阵列组成，带有差不多一个和一个半倍频程的带宽。每个天线元件602由TE模式(横向电)辐射器、或磁场(H场)辐射器，或磁回路偶极子604 (粗略由虚线标示并且被称为磁回路604)和TM模式(横向磁)辐射器、或电场(E场)辐射器，或处于磁回路604外部的电场偶极子606 (由矩形阴影区域标不并且被称为电场福射器606)组成。磁回路604必须在电学上为一个波长,其产生短路。尽管磁回路604可以在物理上小于一个波长，但增加额外电感，如下面讨论的，将在电学上加长磁回路604。也可调整磁回路604的物理宽度以便获得磁回路604的适当电感/电容，从而使其将在期望的频率共振。如下面注意到的，磁回路604的物理参数并不依赖于用于天线元件602的介电材料的质量。如先前所讨论的，磁回路604是完全短路以便最大化磁回路中的电流量并且以便产生最高的H场。同时，从发射器到负载匹配阻抗以便防止发射器由于短路而被烧坏。电流沿着箭头607的方向从磁回路604移动进入电场辐射器606并且沿相反方向被反射回(沿箭头609的方向从电场辐射器606进入磁回路604)。在实施例中，每个天线元件602大约为4. 45厘米宽乘大约2. 54厘米高，如图6中所示。然而，如先前所述，所有组件的尺寸由操作频率和其他特征确定。例如，可将磁回路604的迹线制成非常粗，其增加天线元件602的增益并允许天线元件602的物理尺寸继而是天线600的尺寸被修改来配合于任何期望的物理空间，但仍然处于共振，同时维持一些同样增加的增益并且维持相似水平的效率，其中没有一个可能带有现有技术的电压馈送天线。只要修改的设计维持(I)带有继承闭合形式的表面电流的磁回路，(2)从E场辐射器进入磁回路的能量反射，以及(3)组件的匹配阻抗，就可以将天线调整为几乎任何尺寸。尽管增益将基于对天线选择的特别尺寸和形状而改变，但可以实现相似水平的效率。相位跟踪器608 (由三角形阴影区域标示)使天线600为宽带并且可以被消除用于窄带设计。相位跟踪器608的尖端理想地位于沿着磁回路604的90/270度电位置。然 而，在选择性实施例中，相位跟踪器的尖端可以位于最小值反射连接点处。电场辐射器606的尺寸610其实对天线元件602的整体操作无关紧要。尺寸610仅具有使天线元件602为宽带的宽度，并且如果天线元件602意在是窄带器件，则可将尺寸610减小。如所示出的，天线元件602意在为宽带，因为其包括相位跟踪器608。尺寸612由操作的中心频率确定并且确定天线元件602的相位。尺寸612跨越电场辐射器606的长度和磁回路604的左侧边的长度。尺寸612典型地将是四分之一波长，对用作为衬底的介电材料具有轻微调整。电场辐射器606具有在感兴趣的频率代表大约四分之一波长的长度。电场辐射器606的长度也能被改变大小来成为在感兴趣的频率的多倍四分之一波长，但这些变化会降低天线的效倉泛。磁回路604的顶部614的宽度意在比磁回路604的任何其他部分更小，尽管该差异在图6的图中可不是明显的。该尺寸差别类似于先前讨论的较小天线实施例，其中顶部614可以被削减以便增加电长度并且增加电感。磁回路604的顶部614可以被削减，这是由于它对90/270度电位置具有最小的影响。通过削减顶部614增加电感使得磁回路604在电学上显得更长。磁回路604的尺寸616、617和618全部由波长尺寸确定。尺寸616由磁回路604的宽度组成。尺寸617由磁回路604的底侧边的左部的长度组成。换句话说，尺寸617由磁回路604的底部到磁回路开口 619的左侧的长度组成。尺寸618由磁回路604的全长组成。当尺寸616在大小上等于尺寸618，导致正方形回路时，实现最好的天线性能。然而，也可以使用矩形或不规则形状的磁回路604。如先前所注意到的，包括相位跟踪器608以用于天线600的宽带操作，并且去除相位跟踪器608可使天线600为较小地宽带。天线600可选择性地通过减小相位跟踪器608的物理竖向尺寸和电场辐射器606的尺寸而被制成窄带。相位跟踪器608及其在天线中的宽带操作的支持具有减小在诸如手机等各种设备使用的天线的总数量的潜能。相位跟踪器608的尺寸也影响它的电感和电容，如图7中所示。可以通过调整相位跟踪器608的物理尺寸来调谐相位跟踪器608的电容和电感范围。相位跟踪器608的电感(L)基于相位跟踪器608的高度。相位跟踪器608的电容(C)基于相位跟踪器608的宽度。
天线元件602和多对天线元件602具有形成在其间的一组间隙。位于天线600左侧的两个天线元件602构成第一对天线元件602，而位于天线600右侧的两个天线元件602构成第二对天线元件602。在每对天线元件602之间存在第一间隙620，并且在各对天线元件602的每组之间存在第二间隙622。将每对元件602之间的第一间隙620和各对天线元件602的每组之间的第二间隙622设计为以最有效的方式对准由天线元件602产生的远场辐射方向图，以致远场辐射方向图是相加的而不是相减的。公知的相控天线阵列技术可被用来确定多CPL天线元件602之间的最优间隔，从而使每个元件的远场辐射方向图可相加。在实施例中，可以基于天线元件602的不同组件的关系在计算机上模仿远场辐射方向图。例如，可调整天线元件602的尺寸、天线元件602之间的间隔和各对天线元件602之间的间隔以及组件的关系直到实现远场辐射方向图的相加定向和对齐为止。选择性地，可以使用电气设备测量远场辐射方向图，从而基于此来调整组件的关系。现在返回来参考图6，天线元件602由虚线624代表的微带馈电线路馈电。虚线624内的馈电线路匹配于网络来驱动阻抗并且取决于所使用的介电材料。馈电线路的对称 性对避免不必要的相位延迟也是重要的，不必要的相位延迟会导致由天线元件产生的远场辐射方向图相减而不是相加。关于图6,实施例使用共同的组合器/分离器626来将输入信号分为两部分以便对两组天线元件馈电并组合返回信号。第二和第三组合器/分离器628其后将所得到的信号分为两部分以便对每对天线元件602馈电并且组合返回信号。组合器/分离器626和628是期望的，因为它们导致沿着馈电线路在宽频范围上几乎完美的阻抗匹配并且阻止功率沿着馈电线路反射，这会导致性能损耗。图8示出了天线600的底层800，其包括元件802、812、814和816，这些元件的每个包括梯形元件804、扼流关节区域806以及提升器808。元件802、812、814和816充当电容器，尽管元件812和814也通过将信号或RF能量反射到电桥单元820的底部来设定天线600的相位角。如果期望由天线600产生的结果方向图为球形，则从梯形的元件804的底部到电桥单元820的底部的距离826不能大于四分之一波长。通过改变对于每个元件802、812、814和816的距离826，可以产生不同形状的辐射方向图。最终，断流元件822和824代表迹线材料已被从电桥单元820的底部左侧角部和底部右侧角部去除以防止元件802和816的反射的位置，其将继而改变由元件812和814设定的相位角。梯形元件804凭借每个梯形元件804在尺寸上受对数驱动的事实保持每个相应的天线元件602的磁回路604 —致。每个梯形元件804的斜率,特别是梯形元件804的顶侧的斜率，用于增加变化的电感和电容以帮助在天线600中使感抗匹配于容抗。通过梯形元件804增加电容，可以调整在天线600的另一侧上的每个相应磁回路604的电长度。梯形元件804与天线600另一侧上的磁回路604的上部迹线614对准。扼流关节806用于使梯形元件804与地面隔离并且由此防止结果信号的泄漏。梯形元件804的侧面809和810对在天线600的另一侧上的电场辐射器606是地网，其需要地面来设定极化。侧面809由梯形元件804的右侧和位于扼流关节806上方的提升器808的右上部组成。也就是说，侧面809由位于扼流关节806上方的每个元件802、812、814和816的右侧组成。侧面810由梯形元件804的左侧和提升器808的左侧组成。也就是说，侧面810由位于接地平面元件828上方的每个元件802、812、814和816的左侧组成。地网809和810增加天线600的发送/接收效率。接地平面元件828对于微带天线设计是标准的，例如，在4. 7电介质上的50欧姆迹线是大约100密耳宽。如先前所注意到的，梯形元件804可以被微调以便改变相应磁回路的电容或电感。微调过程包括收缩或扩大梯形元件804的区段。例如，可确定需要额外的容抗以便匹配于磁回路的感抗。因此可扩大梯形元件804来增加电容。选择性的微调步骤是改变梯形元件804的斜率。例如，斜率可从15度角变为30度角。选择性地，如果通过增加面积或通过削减磁回路604的上部迹线614的宽度来修改磁回路604，那么在与修改后的磁回路604相对应的接地平面上的金属必须被相应地调整。例如，可基于磁回路604的上部迹线614是否被削减或增加来削减或增加梯形元件804的顶侧或梯形元件804的总长度。如文中所述，TM和TE辐射器的同时激励导致时间相关坡印廷定理当被用于分析微波能量时所预测的零无功功率。先前试图构建具有彼此在电学上相互正交的TE和TM辐射器的复合天线依赖于这些元件的三维布置。这样的设计不易被商业化。此外，先前提出
的复合天线设计已在每个回路中的两个或更多位置处由单独的电源馈电。在如文中所公开的天线的各种实施例中，磁回路和电场辐射器(数个电场辐射器)定位于仍位于同一平面上的彼此成90/270电角度处，并且以来自单个位置处的功率馈电。这导致二维布置，其减小物理布置复杂性并提高商业化。选择性地，电场辐射器(数个电场辐射器)可以定位在磁回路上的流过磁回路的电流处于反射最小值的点处。文中所公开的天线的实施例部分由于无功功率的抵消而具有比传统天线大的效率。此外，实施例对于它们各自的物理尺寸而言具有大的天线孔径。例如，根据实施例的具有全方向图的半波天线将具有比简单场偶极天线的通常2.1ldBi增益显著较大的增益。又一实施例由具有用于电场辐射器的嵌入式地网的单面天线组成。图9A示出了带有单个电场辐射器和用于电场辐射器的嵌入式地网的单面2300到2700MHz天线的实施例。天线900由磁回路902组成，电场辐射器904没有利用电迹线而直接耦接至磁回路902。电场辐射器904在物理上位于磁回路902的内部。正如其他实施例那样，电场辐射器904可以在90/270连接点或在流过磁回路902的电流处于反射最小值的点处耦接至磁回路902。在选择性实施例中，电场辐射器904可以利用电迹线耦接至磁回路902。此外，尽管天线900被示出为带有一个电场辐射器，但选择性实施例可以包括一个或多个电场辐射器。选择性实施例也可以包括在物理上位于磁回路902外部的一个或多个电场辐射器。自含式天线的选择性实施例也可以包括具有第一长度的第一个电场辐射器和具有不同于第一长度的第二长度的第二电场辐射器。类似于先前文中描述的天线实施例，使用具有不同长度的一个或多个电场辐射器能够实现宽带天线。天线900包括跃变906和对电场辐射器904的地网908。跃变906由磁回路902的具有比磁回路902的宽度大的宽度的部分组成。跃变906在电学上隔离嵌入式地网908。嵌入式地网908允许天线900完全独立于使用天线900的产品的任何接地平面或底架。地网908被称为嵌入式是因为地网由磁回路902形成。如所注意到的，嵌入式地网908允许天线900完全独立于产品的接地平面。在图4A-4C中示出的单面天线的实施例，尽管仅被印刷在单个平面上并且不包括接地平面，但需要由使用天线的设备提供接地平面。相比之下，自含式地网天线不需要由使用天线的设备提供接地平面。在上面描述的单面实施例中，使用天线的设备为天线提供接地平面，设备的接地平面充当用于单面天线的接地平面，或者使用设备的底架或一些其他金属组件作为用于单面天线的接地平面。然而，对设备电路、设备底架或设备接地平面的任何修改会消极地影响天线的性能。此现象并非特定于文中所公开的单面实施例，反而应用于广泛用在研究和商业中的天线。因此，期望具有这样的天线，其不需要接地平面并且将不被对使用天线的设备做的任何变化所影响。通过不需要接地平面，天线900不依赖于天线外部的接地平面。自含式天线900相对于外部的接地平面的独立性意味着天线的性能不受对设备做的变化的影响。就制造和设计而言，这意味可以针对指定频率和独立于意在合并和使用天线的设备的性能水平来设计自含式天线。例如，无线路由器制造者可以基于一组需求来请求指定的天线。这些需求除其他需求之外可包括可用于天线的空间、用于天线的频率范围、所使用的衬底。那么天线的设计和制造可以独立于实际的无线路由器的设计和制造来完成。此外，对无线路由器的任何未来变化将不影响天线的性能和效率，这是因为天线是自含式的并且不受对路由器的电路、路由器的接地平面或路由器的底架的变化的影响。
可以基于天线的操作频率来设定跃变906的长度。对于较高频率的天线，其中波长较短，可以使用较短的跃变。另一方面，对于较低频率的天线，其中波长较长，可以使用较长的跃变906。跃变906可以独立于地网908来调整。例如，对于5. 8GHz天线的跃变可仅仅为图9A中跃变906的尺寸的一半，而地网908仍可与磁回路902的整个左侧一样长。当必要时可以调整地网908长度以获得期望的天线性能。然而，优选具有尽可能大的地网908。例如，在选择性实施例中，地网908可以跨越磁回路902的左侧的总长度，而不是仅仅跨越磁回路902的左侧的大约80%。然而，如先前所描述的，磁回路902的迹线的宽度影响磁回路902的电长度。自始至终在磁回路周围具有细迹线的磁回路在电学上长于带有较宽迹线或具有带有较宽迹线磁回路的一部分的磁回路。例如，磁回路902是具有较宽迹线用于跃变906和用于地网908的磁回路的实例。因此，尽管期望具有尽可能长的地网，但地网908的长度影响磁回路902的电长度。在电学上较长的磁回路结果频率较低。另一方面，在电学上较短的磁回路结果频率较高。例如，使用跨越磁回路的左侧的总长度的地网将增加磁回路的总宽度，从而在电学上缩短磁回路并导致带有比期望高的频率的磁回路。例如，导致5. 8GHz的频率而不是期望的5. 6GHz的目标频率。除跃变和地网之外，天线900的实施例也可包括窄-宽-窄跃变和/或宽-窄-宽跃变，如先前文中所描述的，以便将磁回路的电长度调谐至期望的频率。此外，自含式天线的实施例也可包括如先前描述的以一定角度切去角部的磁回路以便改善磁回路角部周围的电流的流动。如先前所述，使用对电场辐射器904的地网908以代替接地平面。电场辐射器904实际上是单极天线。通过以接地平面在直角至剩余一半替换偶极天线的一半而形成单极天线。在自含式天线的实施例中，电场辐射器寻找其可以使用的代替接地平面的电连接到电场辐射器的大块金属。在图4C的单面天线400中，电场辐射器444基于用于天线440的接地平面的位置辐射电场。此电场垂直于电场辐射器的平面旋转，而磁场以大体与该平面共面的方式旋转。此电场的方向图大体为环形的，其也被称为近似完美的全方向图。如先前讨论的，单面天线的实施例不必提供其自己的接地平面。因此，如果天线440正被用在设备中，那么该设备将充当用于天线440的接地平面并且由电场辐射器444发射的辐射方向图可被反射回到设备中。然而，如果包括地网的单面自含式天线也包括接地平面，那么上面描述的辐射方向图将有效地切换，其中电场围绕电场辐射器的平面旋转或在与电场辐射器的平面共面的一个或多个平面上旋转，并且磁场垂直于该平面旋转。地网908无需被定位在或经机器加工在磁回路902的左上角部上。在选择性实施例中，可将地网定位在右上角部，其中电场辐射器904继而定位在磁回路902的左侧。不管地网908和电场辐射器904 (或如果辐射器多于一个则为数个辐射器)的物理位置如何，地网和电场辐射器(数个电场辐射器)均需要异相180度。在又一实施例中，在必要时也可调整地网的长度。地网908也可沿着磁回路902的右侧定位、位于电场辐射器904的正下方或位于磁回路902周围的其他位置。天线900还包括平衡不平衡转换器910。平衡不平衡转换器是一种电变压器，其能将关于地面平衡(差分)的电信号转换为不平衡(单端)的信号，反之亦然。具体地，平衡不平衡转换器对共模信号造成高阻抗并且对差模信号造成低阻抗。平衡不平衡转换器910起到取消共模电流的作用。此外，平衡不平衡转换器910将天线900调谐至期望的输入阻抗并且调谐整个磁回路902的阻抗。平衡不平衡转换器910大体上是三角形并且由被中间间隙912分开的两个部分组成。平衡不平衡转换器910的两个部分磁力地且电力地耦接。平衡不平衡转换器910中的间隙912通过磁力地防止电流沿一个方向流动，诸如通过发射器流回并且流到使用天线900的设备，来消除共模电流。这是重要的 ，因为由于共模电流所导致的通过发射器的电流的反射会消极地影响天线900的性能和使用天线900的设备的性能。特别地，通过发射器的电流的反射会在使用天线的设备的电路中引起干扰。这种消极性能也会引起设备未履行联邦通信委员会(FCC)规则。平衡不平衡转换器910中的间隙912取消了共模电流，从而防止电流被反射回到天线900的连接器中。可以基于天线设计和尺寸来调整间隙912。在实施例中，电磁仿真可被用来可视化流过天线900的电流。然后可以增加或减小间隙912直到仿真显示电流不再被反射并且通过发射器流回。共模电流的取消可被可视化为电流停止沿一个方向流动进入发射器并且开始沿相反方向流动的点，其中一个方向流入天线900并且第二个方向流出天线900。平衡不平衡转换器910的锥形侧面914的目的是电耦接。锥形侧面914的角度可被调整为阻抗匹配于天线900。典型地，沿着对天线900的馈电线路(未示出)放置各个电感器和各个电容器以将给天线900馈电的设备的阻抗匹配于天线900的阻抗。例如，如果天线期望50欧姆的输入，但设备的电路正对天线馈送150欧姆，那么一系列电感器和电容器被用通过将被馈送到天线的150欧姆转换为天线期望的50欧姆来平衡该不匹配问题。与这些工业中的一般惯例相比，自含式天线900的实施例无需经由任何外部组件，诸如使用沿着对天线900馈电的线路的一系列电感器和电容器，来匹配阻抗。反而，平衡不平衡转换器910被用于将天线900的阻抗匹配于对天线900馈电的连接器并且匹配于磁回路902的阻抗。平衡不平衡转换器910的高度是天线900的操作频率的函数。因此，对于较低频率需要较高的平衡不平衡转换器910，而对于较高频率需要较短的平衡不平衡转换器910。当在天线中使用高平衡不平衡转换器时，平衡不平衡转换器910对电场辐射器的接近是重要的。将平衡不平衡转换器910定位成过于靠近电场辐射器904会造成平衡不平衡转换器910与电场辐射器904之间的电容耦合。因此，对于平衡不平衡转换器910重要的是与电场辐射器904适当地隔开以防止电容耦合影响天线900性能。如果特定的天线设计要求由于天线的操作频率而使用高平衡不平衡转换器，以适当地阻抗匹配于天线并且取消共模电流，那么可向下移动平衡不平衡转换器，如图9B中的天线920中所示。在选择性实施例中，自含式地网天线900可不包括平衡不平衡转换器910。天线900是自含式地网复合场天线的实例。天线900的实施例可以被印刷或另外沉积在大约1. 6毫米FR-4衬底上。天线900的性能和设计也使其可适于其他材料，包括柔性印刷电路、丙烯腈丁二烯苯乙烯(ABS)塑料乃至不被视为适合于微波频率的材料。天线900的操作频率大约为2300到2700MHz，使其适合于各种嵌入式应用，包括移动电话、接入点、PDA、便携式电脑、PC卡、传感器以及自动应用。天线900的实施例实现了大约94%的峰值效率和大约+3dBi的峰值增益。天线900具有大约31毫米的宽度和大约31毫米的长度。天线900具有线性极化和大约50欧姆的阻抗。天线900还具有小于2:1 ( < 2:1)的电压驻波比。天线900的尺寸和效率使其适合于W1-Fi应用，其中效率、尺寸和增益是重要的。
在图1OA中示出了带有嵌入式地网的单面天线的选择性实施例。天线1000是带有线性极化的天线的实例。由于嵌入式地网，天线不需要接地平面。天线1000可以被印刷在或另外沉积在1. 6毫米厚的FR-4衬底上。类似于天线900，天线1000的性能和设计使其适合于其他材料，包括柔性印刷电路、丙烯腈丁二烯苯乙烯(ABS)塑料乃至不被视为适合于微波频率的材料。天线1000以大约882MHz到948MHz的频率范围操作，具有大约+3dBi的测量峰值增益和大约92%的峰值效率。天线1000具有大约50欧姆的天线阻抗和小于2:1 2:1)的电压驻波比。天线1000具有大约76毫米的宽度和大约76毫米的高度。天线1000由磁回路1002组成，其中第一电场辐射器1004直接耦接到磁回路1002并且第二个电场辐射器1006直接耦接到磁回路1002。在没有使用电迹线的情况下将电场辐射器1004和1006两者耦接到磁回路1002。电场辐射器1004和1006在物理上位于磁回路1002的内部。两个电场辐射器的使用，代替如图9中的天线900中的一个电场辐射器，增加了天线的增益。将两个电场辐射器1004和1006分开的曲线1008发挥在两个电场辐射器1004和1006之间延迟相位以便使二者的远场方向图可相加的作用。两个电场辐射器1004和1006与曲线1008 —起构成带有相位延迟的电场辐射器阵列1010。具体地，曲线1008确保两个电场辐射器1004和1006彼此成180度异相。可以将曲线用作为空间节约技术。例如，如果需要小天线，则由于最小化尺寸的需要而强迫两个电场辐射器相互更靠近，那么曲线1008可被用来确保电场辐射器仍然彼此成180度异相。当必要时，可基于所需要的延迟调整曲线1008的迹线的电长度。例如，可在保持宽度不变的同时使迹线更长或更短。选择性地，可在使迹线的宽度更宽或更粗的同时保持迹线的长度不变。如上所述，迹线的电长度取决于其物理长度和其物理宽度。图1OB示出了没有曲线1008的自含式天线1020的选择性实施例。如关于天线900所讨论的那样，可以基于许多因素相应地调整天线跃变1012和地网1014。跃变1012取决于操作频率，但它也必须足够长来确保地网1014被电隔离。尽可能大的地网1014是优选的。最终，平衡不平衡转换器1016取消共模电流并将天线1000的阻抗匹配于馈送天线1000的发射器的阻抗。在天线1000的选择性实施例中，电场辐射器阵列1010可以被布置在天线1000的左侧而不是右侧。在这样的选择性实施例中，地网1014将定位在磁回路1002的右上侧。地网1014也可以沿着磁回路1002的右侧定位，位于电场辐射器1004和1006的正下方。图11A-11C示出了图9中的天线900的2D辐射方向图。图1lA示出了在XZ平面1100上的2D辐射方向图。实线1102代表实际的辐射方向图，虚线1104代表3dB波束宽度，并且点线1106代表沿着一个方向的场的最大强度，也就是，线1106代表在示出的2D辐射方向图中检测到最强场的地方。图1lB示出了在XY平面1110上的天线900的2D辐射方向图，并且图1lC示出了在YZ平面1120上的天线900的2D辐射方向图。图12A-12C示出了图1OA中的天线1000的2D辐射方向图。图12A示出了在XZ平面1200上的2D辐射方向图。实线1202代表实际的辐射方向图，虚线1204代表3dB波·束宽度，点线1206代表沿着一个方向的场的最大强度，也就是，线1206代表在示出的2D辐射方向图中检测到最强场的地方。图12B示出了在XY平面1210上的天线1000的2D辐射方向图，并且图12C示出了在YZ平面1220上的天线1000的2D辐射方向图。图13A示出了天线900的电压驻波比(VSWR)。VSffR曲线显示出对于大约2. 34GHz到大约2. 69GHz的频率范围，天线900是良好的阻抗匹配。也就是说，遍及大约2. 34GHz到2. 69GHz的频率范围，馈送进入天线900的大部分能量将被辐射出，而不是被反射回到发射器中。具体地，在两条中央竖直实线的内部代表天线900的VSWR小于2:1 (<2:1)的频率范围。图13B示出了天线900的回波损耗。回波损耗和VSWR在数学上相关，以致图13B上的-10. O回波损耗对应于图13A上的VSWR中的2. O。图13B中的回波损耗图显示出在标注I和2的点之间，天线900是良好的阻抗匹配。图14A示出了图1OA中的天线1000的电压驻波比(VSWR)。VSffR曲线显示出对于大约884MHz到大约947MHz的频率范围，天线1000是良好的阻抗匹配。也就是说，遍及大约884MHz到947MHz频率范围，馈送进入天线1000的大多数能量将被辐射出，而不是被反射回到发射器中。具体地，在两条中央竖直实线内部代表天线1000的VSWR小于2:1(< 2:1)的频率范围。图14B示出了天线1000的回波损耗。如先前所述，-10. O回波损耗对应于VSWR中的2. O。图14B中的回波损耗图显示出在标注I和2的点之间，天线1000是良好的阻抗匹配。图15示出了自含式天线1500的另外一个实施例。天线1500是5. 8GHz天线的实例。天线1500的特定实施例具有大约15毫米的长度和大约15毫米的宽度的尺寸。天线1500由磁回路1502组成，电场辐射器1504直接耦接到磁回路1502。与自含式天线900和1000相比，天线1500包括由两个区段1508和1510组成的锥形跃变1506。第一跃变区段1508开始于磁回路的宽度从小宽度变为大宽度。第一个跃变区段1508在第二跃变区段1510开始的磁回路的宽度再次增加的位置之前朝向较小宽度线性地渐缩。第二跃变区段从小宽度向较大宽度线性地增加。如先前讨论的，调整磁回路的迹线的宽度允许调整磁回路的电长度。此外，所使用的跃变的长度、宽度和数量电隔离地网1512。跃变1506必须足够长从而使流过地网1512的电流在幅值上最小。此外，就阻抗匹配而言，向地网1512渐缩跃变1506可增加带宽。平衡不平衡转换器1514取消共模电流并且匹配于天线1500的阻抗。天线1500的选择性实施例可不包括平衡不平衡转换器1514。实施例由单面天线组成，包括具有宽度的磁回路，磁回路位于产生磁场的平面上并且具有第一感抗；电场辐射器，其位于发射电场的平面上并且具有第一容抗，电场辐射器直接耦接到磁回路，其中电场正交于磁场，并且其中电场辐射器与磁回路之间的物理布置导致第二容抗；跃变，其形成在磁回路上并且具有宽度大于磁回路的宽度的跃变；以及地网，其形成在磁回路上并且沿着磁回路位于电场辐射器对面或邻近电场辐射器定位，其中跃变基本上将地网与磁回路电隔离。除非另有说明，否则在本说明书(包括任何所附权利要求、摘要和附图)中公开的每个特征可由起到同样的、等价的或相似的目的的选择性特征代替。因此，除非另有所指，否则所公开的每个特征仅是一般系列的等价或相似特征的一个实例。尽管就若干供选方案而言，在文中示出并且描述了本发明，但应当理解的是文中所描述的技术可以具有许多附加的用途和应用。相应地，本发明不应仅限于包含在本说明 书中的特定描述、实施例和各种附图，其仅仅示出了本发明原理的实施例实例、供选方案以及应用。
权利要求
1.一种单面天线，包括 磁回路，其位于平面上并且构造为产生磁场，其中所述磁回路具有添加至所述单面天线的总感抗的第一感抗；以及 至少一个电场辐射器，其位于所述平面上并且处于所述磁回路内，所述至少一个电场辐射器耦接于所述磁回路并且构造为发射与所述磁场正交的电场，其中所述至少一个电场辐射器具有添加至所述单面天线的总容抗的第一容抗，其中所述至少一个电场辐射器与所述磁回路之间的物理布置导致添加至所述总容抗的第二容抗，并且其中所述总感抗大致匹配于所述总容抗。
2.根据权利要求1所述的单面天线，还包括电迹线，其将所述至少一个电场辐射器耦接至所述磁回路。
3.根据权利要求2所述的单面天线，其中，所述电迹线具有选自由大致平滑曲线构成的群组的形状和将所述电迹线中的弯曲数量最小化的形状。
4.根据权利要求2或3所述的单面天线，其中，所述电迹线在相对于所述磁回路的驱动点成大约90度或大约270度的电角度位置处将所述至少一个电场辐射器耦接至所述磁回路。
5.根据权利要求2、3或4所述的单面天线，其中，所述电迹线在流过所述磁回路的电流处于反射最小值的反射最小值点处将所述至少一个电场辐射器耦接至所述磁回路。
6.根据前述任一项权利要求所述的单面天线，其中，所述至少一个电场辐射器在相对于所述磁回路的驱动点成大约90度或大约270度的电角度位置处直接耦接至所述磁回路。
7.根据前述任一项权利要求所述的单面天线，其中，所述至少一个电场辐射器在流过所述磁回路的电流处于反射最小值的反射最小值点处直接耦接至所述磁回路。
8.根据前述任一项权利要求所述的单面天线，其中，所述磁回路具有选自由大约等于多倍波长、大约等于多倍四分之一波长以及大约等于多倍八分之一波长构成的群组的电长度。
9.根据前述任一项权利要求所述的单面天线，其中，所述至少一个电场辐射器具有选自由大约等于多倍波长、大约等于多倍四分之一波长以及大约等于多倍八分之一波长构成的群组的电长度。
10.根据前述任一项权利要求所述的单面天线，其中，流过所述磁回路的电流流入所述至少一个电场辐射器并且沿着相反方向将所述电流反射到所述磁回路中，导致所述电场反射入所述磁场并且产生与所述磁场正交的电场。
11.根据前述任一项权利要求所述的单面天线，其中，所述磁回路具有大致矩形的形状。
12.根据权利要求11所述的单面天线，其中，所述磁回路的大致矩形形状的四个角部以一定角度被切去。
13.根据前述任一项权利要求所述的单面天线，其中，所述磁回路由多个连续连接的部分形成，其中所述多个区段中的至少一个区段由具有第一宽度的第一区段、具有中间宽度的中间区段以及具有第二宽度的第二区段形成，其中所述第一区段的第一端连接至并且邻近于所述中间区段的第一端并且其中所述中间区段的第二端连接至并且邻近于所述第二区段的第一端，并且其中所述第一宽度和所述第二宽度不同于所述中间宽度。
14.根据前述任一项权利要求所述的单面天线，其中，所述至少一个电场辐射器具有电长度并且构造为以操作频率发射所述电场，并且其中所述至少一个电场辐射器包括位于所述平面上并且位于所述磁回路之内的第二电场辐射器，所述第二电场辐射器耦接于所述磁回路并且具有添加至所述总容抗的第三容抗，所述第二电场辐射器构造为发射与所述磁场正交的第二电场，所述第二电场辐射器具有第二电长度并且构造为以第二操作频率发射所述第二电场，其中所述第二电场辐射器与所述磁回路之间的物理布置导致添加至所述总容抗的第四容抗。
15.根据前述任一项权利要求所述的单面天线，还包括 跃变，其形成在所述磁回路上，其中所述跃变具有比所述磁回路的宽度大的宽度； 地网，其形成在所述磁回路上沿着所述磁回路定位成与所述至少一个电场辐射器相反或邻近，其中所述跃变构造为将所述地网与所述磁回路大致电隔离。
16.根据权利要求15所述的单面天线，其中，所述地网具有比所述磁回路的所述宽度大的地网宽度。
17.根据前述任一项权利要求所述的单面天线，还包括平衡-不平衡转换器，其构造为抵消普通模式电流并且将所述单面天线调谐为期望的输入阻抗。
18.一种多层平面天线，包括 磁回路，其位于第一平面上并产生磁场，其中所述磁回路具有添加至所述多层天线的总感抗的第一感抗； 至少一个电场辐射器，其位于所述平面上并且处于所述磁回路内，所述至少一个电场辐射器耦接于所述磁回路并且构造为发射与所述磁场正交的电场，其中所述至少一个电场辐射器具有添加至所述多层天线的总容抗的第一容抗，其中所述至少一个电场辐射器与所述磁回路之间的物理布置导致添加至所述总容抗的第二容抗；以及 可调谐贴片，其位于所述第一平面下方的第二平面上，其中所述可调谐贴片具有添加至所述总容抗的第三容抗，并且其中所述总感抗大致匹配于所述总容抗。
19.根据权利要求18所述的多层天线，还包括电迹线，其将所述至少一个电场辐射器耦接至所述磁回路。
20.根据权利要求18或19所述的多层天线，其中，所述磁回路还包括驱动点，其中所述电迹线在选自下述群组的位置处将所述至少一个电场辐射器耦接至所述磁回路，所述群组由相对于所述驱动点成大约90度的电角度位置、相对于所述驱动点成大约270度的电角度位置以及流过所述磁回路的电流处于反射最小值的反射最小值点构成。
21.根据权利要求18、19或20所述的多层天线，其中，所述磁回路还包括驱动点，其中所述至少一个电场辐射器在选自下述群组的位置处直接耦接至所述磁回路，所述群组由相对于所述驱动点成大约90度的电角度位置、相对于所述驱动点成大约270度的电角度位置以及流过所述磁回路的电流处于反射最小值的反射最小值点构成。
22.根据权利要求18至21中任一项所述的多层平面天线，其中，所述可调谐贴片大致为矩形形状。
23.根据权利要求18至22中任一项所述的多层平面天线，其中，所述可调谐贴片定位在沿着所述第二平面与所述至少一个电场辐射器相对的位置处。
24.根据权利要求18至23中任一项所述的多层平面天线，其中，所述磁回路具有选自由大约等于多倍波长、大约等于多倍四分之一波长以及大约等于多倍八分之一波长构成的群组的电长度，并且所述至少一个电场辐射器具有选自由大约等于多倍波长、大约等于多倍四分之一波长以及大约等于多倍八分之一波长构成的群组的电长度。
25.—种平面天线,包括 一个或多个磁回路，其位于第一平面上并且构造为产生一个或多个磁场，其中所述一个或多个磁回路具有添加至所述平面天线的总感抗的第一感抗； 一个或多个电场辐射器，其位于所述第一平面上并且发射与所述一个或多个磁场正交的一个或多个电场，所述一个或多个电场辐射器之中的每个电场辐射器耦接于所述一个或多个磁回路之中的每个磁回路，其中所述一个或多个电场辐射器具有添加至所述平面天线的总容抗的第一容抗，其中所述一个或多个电场辐射器与所述一个或多个磁回路之间的物理布置导致添加至所述总容抗的第二容抗；以及 宽带元件，其位于所述第二平面上并且构造为产生接地平面，其中所述宽带元件具有添加至所述总感抗的第二感抗和添加至所述总容抗的第三容抗，其中所述宽带元件构造为基于对所述宽带元件的一个或多个物理调节使得在整个宽带宽上所述总感抗能够大致匹配于所述总容抗。
26.根据权利要求25所述的平面天线，还包括一个或多个相位跟踪器，所述一个或多个相位跟踪器之中的每个相位跟踪器耦接至所述一个或多个磁回路之中的每个磁回路，每个相位跟踪器具有添加至所述总感抗的第三感抗和添加至所述总容抗的第四容抗。
27.根据权利要求26所述的平面天线，其中，每个相位跟踪器在物理上位于每个磁回路内部或在物理上位于每个磁回路外部。
28.根据权利要求26或27所述的平面天线，其中，每个相位跟踪器大致为三角形形状，其中每个磁回路还包括驱动点，并且其中所述大致为三角形形状的相位跟踪器的顶端与选自下述群组的位置对准，所述群组由相对于所述驱动点成大约90度的电角度位置、相对于所述驱动点成大约270度的电角度位置以及流过每个磁回路的电流处于反射最小值的反射最小值点构成。
29.根据权利要求25至28中任一项所述的平面天线，其中，所述宽带元件包括一个或多个梯形元件，所述一个或多个梯形元件之中的每个梯形元件构造为在所述整个宽带宽上改变所述第二感抗和所述第三容抗。
30.根据权利要求29所述的平面天线，其中，所述一个或多个物理调节包括改变每个梯形元件的顶边的斜率。
31.根据权利要求29或30所述的平面天线，其中，所述宽带元件包括一个或多个扼流关节和接地元件，其中所述一个或多个扼流关节构造为将所述一个或多个梯形元件与所述接地元件隔离。
32.根据权利要求25至31中任一项所述的平面天线，其中，所述一个或多个磁回路具有大致矩形的形状。
全文摘要
各实施例涉及一种平面的(双面的)和印刷的(单面的)复合场天线。改进特别地，但非独占地，涉及具有电场正交于磁场的共平面电场辐射器和磁回路的复合环形天线，其在较高带宽(较低Q)、较大辐射强度/功率/增益以及较高效率方面实现了性能益处。其他实施例涉及自含式地网复合场天线，其包括在磁回路上形成的跃变并具有大于磁回路的宽度的跃变宽度。跃变实质上隔离了在与电场辐射器相反或邻近的磁回路上形成的地网。
文档编号H01Q7/00GK103004022SQ201180011656
公开日2013年3月27日 申请日期2011年2月11日 优先权日2010年2月11日
发明者F.J.布朗 申请人:多康股份公司