一种抗多径干扰的宽带低轴比GNSS天线的制作方法

本发明涉及天线领域，尤其是指一种抗多径干扰的宽带低轴比GNSS天线。

背景技术：

GNSS是指全球导航卫星系统(Global Navigation Satellite System)，GNSS天线是接收卫星信号的终端天线。随着北斗卫星定位系统的加入，GNSS系统主要成员变成了四个：美国的GPS、俄罗斯的GLONASS、中国的北斗以及欧洲的伽利略。鉴于卫星导航系统巨大的经济价值及强烈的军用战略需求，GNSS作为高科技竞争的高地，其研究一直受到各国的重视。由于与移动通信天线极化接收信号方式不同，GNSS天线需要特殊设计，并且由于其应用场景复杂，受干扰较大，性能指标要求较手机等终端通讯天线更为苛刻。

自1964年美国GPS卫星定位系统投入使用以来，卫星导航产业得到蓬勃发展。各大国先后投入巨资研发导航系统，这更加促进了卫星导航产业的发展。为能够发射和接收任意极化方向的电磁波，GNSS天线采用圆极化方式。常用的卫星通讯频段有GPS：L1：1575MHz，L2：1227MHz，L5:1176MHz；北斗二代：B1:1561MHz；B2:1207MHz；B3:1268MHz；GLONASS：1612MHz。综合常用卫星通信频段，若设计一款天线能覆盖当前所有GNSS信号，则带宽至少需要覆盖1160MHz-1615MHz。GNSS天线主要采用右旋圆极化方式，由此带来微弱卫星天线信号容易受到多径衰落和干扰的问题。此外，卫星天线信号较弱，GNSS接收天线需要较高且较平稳的增益；圆极化天线还面临着较大频率范围内相位不稳定的问题。因此要设计一款小尺寸、能抗多径干扰、宽频带、低轴比、高增益、相位稳定、宽波束的GNSS天线是一个难点。

关于GNSS天线的理论和产业研究已经比较深入。实现宽带圆极化的主要方式有多谐振和多模；实现低轴比、高增益的方法主要是结构高度对称，有效辐射单元面积尽量大。多谐振是多个辐射单元产生的多个谐振点组合，或者引入寄生单元来产生宽带特性。多模实现主要借助微带天线多模特性，通过缝隙加载来分解高次模，使主模和高次模在特定频段上近似正交简并模，以此实现圆极化。

2008年，褚庆昕等人在Asia Pacific Microwave Conference上发表了A stacked dual-band equilaterall-triangular circularly polarized microstrip antenna。文中采用堆叠双层贴片的方式，同轴内导体与上层贴片相连馈电，同轴外外导体与介质基板背面地板连接。贴片作为一个单独的谐振辐射单元，产生一个谐振点，下层寄生贴片利用与上层贴片的电磁耦合产生另外一个频率相近的谐振点，两谐振点靠近，在S11曲线上形成W型，从而实现宽带特性，并且两个贴片的谐振频率独立可控，具有较大的优势。

2009年德国人A.E.Popugaev等人发表了题为A NOVEL HIGH PERFORMANCE ANTENNA FOR GNSS APPLICATIONS的文章。文中提出馈电网络和辐射单元分开，采用威尔金森功分器以及四分之一波长微带线，实现输出端口相位依次相差90度，幅度相同。四个馈电网络端口分别连接四个同轴导体，同轴导体穿过介质基板过孔和上层地板；四个同轴导体通过三角板连接上层正方形金属辐射板，为调整匹配并有一定的抗干扰能力，在中心辐射单元周围均匀摆放12个接地四边形金属贴片。该天线具有比较宽的轴比带宽，同时前后比以及回波损耗均表现出较好特性。但该天线加工较为复杂，稳定性不易控制。

2013年，Son Xuat Ta等人在IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION上发表题为Multi-band,wide-beam,circularly polarized,crossed,asymmetrically barbed dipole antennas for GPS applications的文章。文中提出单馈电方式，同轴内导体穿过地板连接上层的两组谐振单元，每一组谐振单元通过一个四分之三圆环产生90度的相移，且功率相等，实现圆极化特性。两组谐振单元互相垂直放置，形成中心对称的结构。同时利用单个谐振单元上多个谐振枝节产生不同频率谐振点拓展带宽，最终实现高性能圆极化天线。该GNSS天线具有多频带、高增益、做工简单、低轴比、高效率等突出优点。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供一种抗多径干扰的宽带低轴比GNSS天线，该GNSS天线具有抗多径干扰、宽带、低轴比、宽波束、尺寸小等特点，同时天线辐射单元相对简单、组装方便，该GNSS天线适合用于精确导航的终端设备上。

为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：一种抗多径干扰的宽带低轴比GNSS天线，包括四个结构相同的矩形辐射单元、对应的四个三角形匹配连接单元、四个过孔、微带线功分移相网络、馈电过孔、介质基板、圆盘形地板、四个过孔圆、馈电过孔圆、金属圆筒；所述四个矩形辐射单元、四个三角形匹配连接单元成中心对称结构，形成风车状，放置在介质基板的正上方，该矩形辐射单元用以产生圆极化辐射，三角形匹配连接单元为三角形金属片，实现矩形辐射单元与微带线功分移相网络端口的阻抗匹配，所述四个过孔穿过介质基板，通过同轴导体将三角形匹配连接单元与微带线功分移相网络的四个口相连通，所述微带线功分移相网络位于介质基板背面，由环形功分器、威尔金森功分器和匹配网络调节枝节共同构成，所述匹配网络调节枝节由两组对称圆弧实现，所述馈电过孔用于连接微带线功分移相网络与同轴馈线内导体。介质基板正面是圆盘形地板，所述四个过孔圆以及馈电过孔圆位于介质基板上五个过孔外侧，用于隔离导体与圆盘形地板；所述金属圆筒位于圆盘形地板边缘，与圆盘形地板相连并和四个矩形辐射单元齐高，用于抗多径干扰和降低轴比。

所述微带线功分移相网络自馈电端口经过环形功分器，该环形功分器实现功率均等分配，相位相差180度，通过微带线宽度调整该环形功分器两端口功率分配，通过微带线长度调整其相位差，即：环形功分器能够通过微带线的线宽和线长分别单独调整功率分配和相位差。

本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：

1、与已有的GNSS天线相比，本发明采用微带线功分移相网络和矩形辐射单元分离的方式。微带线功分移相网络在较宽的频带范围内保持较好的相位、幅值、阻抗稳定特性，进而实现GNSS天线的宽带匹配。所述微带线功分移相网络自馈电端口经过环形功分器，该环形功分器实现功率均等分配，相位相差180度，通过环形功分器微带线宽度调其两端口功率分配，通过环形功分器微带线长度调整其两端口相位差，即：环形功分器能够通过微带线的线宽和线长分别单独调整功率分配和相位差。

2、与已有的GNSS天线相比，本发明采用具有抗多径干扰特性的金属圆筒，该结构能够提高天线增益，抑制后瓣，调节匹配从而获得更宽的轴比带宽。本发明的矩形辐射单元结构规则简单，中心对称分布，形成风车状，与微带线功分移相网络结合后，天线整体具有较低的轴比，表现出极好的圆极化特性。

3、与已有的GNSS天线相比，本发明天线具有更宽的轴比带宽、更小的尺寸、更宽的轴比波束宽度、更大的回波损耗、较高且平稳的增益，相比于已有GNSS天线，具有更好的性能。

附图说明

图1为应用于抗多径干扰的宽带低轴比GNSS天线的矩形辐射单元俯视示意图。

图2为应用于抗多径干扰的宽带低轴比GNSS天线介质基板正面圆盘形地板示意图。

图3为应用于抗多径干扰的宽带低轴比GNSS天线介质基板背面微带线功分移相网络示意图。

图4为应用于抗多径干扰的宽带低轴比GNSS天线的立体示意图。

图5为应用于抗多径干扰的宽带低轴比GNSS天线的S11仿真示意图。

图6为应用于抗多径干扰的宽带低轴比GNSS天线的轴比仿真示意图。

图7为应用于抗多径干扰的宽带低轴比GNSS天线的增益仿真示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明作进一步说明。

如图1至图4所示，本实施例所述抗多径干扰的宽带低轴比GNSS天线包括四个相同的矩形辐射单元1，介质基板2为FR_4、介电常数为4.4、厚度为1mm、半径为72mm的圆盘形；图2为介质基板正面的圆盘形地板，四个相同的过孔圆3，以及对应的过孔6，馈电过孔圆4和馈电过孔5，切掉四个过孔圆和一个馈电过孔圆的圆盘形地板7；图3为介质基板背面的微带线功分移相网络，其中环形功分器中由花朵型微带线8和直线型微带线9共同构成，威尔金森功分器10，隔离电阻11，阻抗渐变微带线12,匹配网络调节枝节13；图4中三角形阻抗匹配单元14，同轴导体连接线15，金属圆筒16。所述四个相同的矩形辐射单元1中心对称放置，距离地板高度为40mm，矩形辐射单元1通过三角形阻抗匹配单元14以及同轴导体连接线15与位于介质基板背面的微带线功分移相网络四个端口相连，过孔圆3的半径是过孔6的两倍；所述馈电过孔5和馈电过孔圆4半径分别与过孔6、过孔圆3的半径相同；位于介质基板正面的圆盘形地板7切掉四个过孔圆3以及馈电过孔圆4。

所述介质基板背面的微带线功分移相网络主要由单元5-13组成，花朵型微带线8与直线型微带线9共同构成环形功分器，实现功率均等分配，且相位相差180度；所述威尔金森功分器10与隔离电阻11共同构成功率再分配的网络，实现一分四的功率分配。阻抗渐变微带线12两端分别连接50欧姆微带线和同轴导体，起到阻抗匹配作用，所述匹配网络调节枝节13位于50欧姆微带线末端，以调节微带线功分移相网络四个端口的阻抗，三角形阻抗匹配单元14用于连接矩形辐射单元1和同轴导体连接线，起阻抗过度作用，同轴导体连接线焊接在三角形阻抗匹配单元14上，穿过介质基板并与微带线功分移相网络四个端口相连，实现矩形辐射单元1与微带线功分移相网络的连接；所述金属圆筒16与圆盘形地板7外边缘连接，以提高天线增益和抗多径干扰，金属圆筒16的高度与矩形辐射单元1的高度相同，以此实现隔离一定倾角的反射信号，提高其抗多径干扰能力。

图1为所述实施例的矩形辐射单元俯视示意图，四个矩形辐射单元1依次垂直放置，根据微带线功分移相网络等幅且相位差依次为90度的输出特性，产生圆极化特性，矩形辐射单元1宽度相对较宽，有效电流路径较长，阻抗在较宽频带内保持稳定，因此实现宽带圆极化特性，所述矩形辐射单元1距离圆盘形地板高度为40mm，圆盘形地板7起到反射板作用，并隔离功微带线分移相网络与矩形辐射单元，提高所述天线增益。

图2为所述实施例的介质基板正圆盘形地板示意图。所述圆盘形地板位于介质基板正面，切除四个过孔圆3，以防止同轴导体与圆盘形地板7接触，同时圆盘形地板7切除馈电过孔圆4，防止馈电同轴内导体与圆盘形地板接触。

图3为所述实施例介质基板背面微带线功分移相网络的示意图，所述微带线功分移相网络位于介质基板背面，主要由环形功分器、两个威尔金森功分器和匹配网络调节枝节构成。所述环形功分器主要由花朵型微带线8与直线型微带线9共同构成，调节8和9的长度能控制环形功分器两个端口的相位差，调节其宽度能控制器两个端口的功率分配，从而实现环形功分器端口的相位差为180度且功率相等。两个威尔金森功分器10和隔离电阻11完成环形功分器的再次一分二，实现四个端口的等功率分配。经过电长度差为四分之波长的50欧姆微带线，实现威尔金森功分器两个端口的相位差为90度。阻抗渐变微带线12连接50欧姆微带线与同轴导体连接线15，起到阻抗匹配作用，同时匹配网络调节枝节13对端口的匹配进行调节，同样起到调节匹配作用。

图5为所述实施例的S11仿真结果，该实施例的-15dB带宽覆盖1.12GHz-1.64GHz，其相对阻抗带宽为37.7％，完全覆盖当前GNSS通信频段；图6为该实施例左旋圆极化和右旋圆极化的增益仿真结果，其中右旋圆极化在该阻抗带宽频段内的增益均高于4dB且保持稳定，而左旋圆极化的在该阻抗带宽内的增益均小于-18dB；图7为该实施例的轴比特性曲线，在该阻抗带宽内实施例的轴比不超过1dB，具有极好的宽带高度圆极化特性。

以上所述实施例只为本发明之较佳实施例，并非以此限制本发明的实施范围，故凡依本发明之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本发明的保护范围内。