电感组件及使用该电感组件的电源系统的制作方法

本发明涉及一种电感组件以及包括这样的电感组件的电源系统。特别地，电感组件可以用作多相DC/AC转换器的输出滤波器的一部分，所述多相DC/AC转换器能够供应高输出电流，并且对于每个相端子均包括两个并联的半桥，所述并联的半桥以彼此交错的方式操作。另外，电感组件能够用于DC/DC转换器中，该DC/DC转换器能够供应高输出电流，并且包括以彼此交错的方式操作的多个并联连接的切换路径。

背景技术：

使用诸如光伏能、风能或生物质能这样可再生能源的越来越多的分散式发电系统导致了对开关模式电源系统的高度需求，从而用于将直流电转换为可用于馈入公用电网的交流电。对于该能量转换，使用具有或不具有在上游连接的DC/DC转换器的DC/AC转换器。能量转换期间的电力损失需要尽可能小。另一方面，当将交流电馈入到公用电网中时，连接到公用电网的DC/AC转换器必须遵从最大允许的总谐波失真(THD)。对于并网DC/AC转换器除了高效率之外的另一个需求是大的功率密度。电源系统必须能够以功率转换器的尽可能低的规模以及成本来转换功率转换器的大电量。

为了反应这些需求，当下的电源系统使用彼此并联连接的多个切换路径。利用每个切换路径，至少与两个电源系统并联连接的情况下比，能够在不对其规模或成本产生巨大影响的情况下增加由特定电源系统转换的额定功率。为了最小化电压纹波，或者在DC/AC转换器的直流链路电容器处或者在DC/DC转换器的输出电容器处，电源系统的多个切换路径以交错的方式操作。

然而，由于产生从一个切换路径流到另一个并联连接的切换路径而不离开电源系统的输出端这样的循环电流，该交错的控制方式通常导致额外的功率损失。

文献WO 2014/194933A1公开了一种用于将双极直流电压转换成三相交流输出电压的五电平有源中点钳位逆变器。该逆变器包括第一、第二和第三输入端子(P、MP、N)以及第一、第二和第三输出端子。逆变器还包括第一、第二和第三多态切换单元(MSSC)，其相应地包括分别连接到逆变器的输入端子的三个输入端子以及相应的第一、第二和第三输出端子。第一、第二和第三多态切换单元的输出端子经由电感器连接到逆变器的第一、第二和第三输出端子。此外，逆变器的每个相应的输出端子经由相应的电容器(C_a、C_b、C_c)连接到逆变器的该第二输出端子(MP)。每个多态切换单元(MSSC)均包括单独的自耦变压器，其中，每个单独的自耦变压器均包括端部端子和中间端子。

然而多态切换单元中使用的单独的自耦变压器需要相对大的安装空间。另外，单独的自耦变压器具有相对大的规模并且因此是昂贵的器件。

文献US 2008/094159A1以及其相应的同族专利EP 1914868A1公开了一种变频器的三相交流或两相直流扼流装置，其包括磁芯，该磁芯具有：多个相特定柱，其具有绕其缠绕的相特定绕组；或多个支流特定柱，其具有绕其缠绕的支流特定绕组。交流扼流装置的相特定绕组或直流扼流装置的支流特定绕组适用于过滤差模电流。扼流装置包括附加的柱，所述附加的柱周围不适配有相特定绕组或支流特定绕组，并且所述附加的柱布置在磁芯中用于阻尼共模电流。借助由附加的柱和绕相特定柱或支流特定柱布置的绕组形成的共模阻抗来阻尼共模电流。

G.Gohil等的论文“Integrated Inductor for Interleaved Operation of Two Parallel Three-phase Voltage Source Converters”公开了一种用于两个交错式电压源转换器的电感组件。公开的电感组件能够在一个磁性结构中组合线路滤波器和循环电流滤波器功能。磁芯由三相支腿、共用支腿和相支腿之间的三个桥支腿组成。每个相支腿均包括两个电感线圈，每个电感线圈分别对应于两个电压源转换器中的不同的一个。高导磁率材料用于相支腿和共用支腿，而桥支腿则用层压铁芯实现。每个桥支腿中均嵌入气隙。

电感组件的构造相当复杂，并且在芯中包括不同的磁性材料。电感组件的总规模以及其相应的安装空间也相当大。这对可制造性和材料成本方面可能造成不利影响。

技术实现要素：

发明目的

鉴于以上所述，本发明的一个目的是提供一种紧凑的并且有成本效益的电感组件，所述电感组件能够过滤具有n个相端子和每相两个并联半桥的开关模式电源、特别是高电流/高效率DC/AC转换器的输出电流，同时衰减并联半桥之间的循环电流。本发明的另一目的是提供一种紧凑的并且有成本效益的电感组件，所述电感组件能够用于具有彼此并联连接的多个切换路径的开关模式电源、特别是高电流/高效率DC/DC转换器中，所述开关模式电源在其输出端处具有最小化的电压纹波。

技术方案

本发明的目的通过根据权利要求1所述的电感组件以及根据权利要求11、18或19所述的电源系统来解决。在从属权利要求中描述优选实施例。

发明内容

根据本发明的电感组件包括具有中央支腿和n个相支腿的磁芯，其中n是整数并且n>1。每个相支腿均通过上桥和下桥磁性地连接至中央支腿以形成磁性主回路，相支腿的中点通过包括间隙的分流元件磁性地连接至中央支腿的中间点。每个相支腿还包括：上电感线圈，其布置在位于所述中点与上桥之间的上相支腿区段上；以及下电感线圈，其布置在位于所述中点与下桥之间的下相支腿区段上。替代地并且代替将上电感线圈布置在上相支腿区段上和将下电感线圈布置在下相支腿区段上，每个相支腿还包括布置在上桥上的上电感线圈和布置在下桥上的下电感线圈。上电感线圈包括第一端子和第二端子，下电感线圈包括第三端子和第四端子。上电感线圈的第二端子和下电感线圈的第三端子彼此连接，以便形成相应的相支腿的上电感线圈与下电感线圈的串联连接。上电感线圈的缠绕方向相对于下电感线圈的缠绕方向使得从上电感线圈的第一端子流向下电感线圈的第四端子的电流对于上电感线圈和下电感线圈分别产生在相应的相支腿内增益地叠加的磁通量。因此，上电感线圈的从其第一端子开始指向其第二端子的缠绕方向与下电感线圈的从其第三端子开始指其第四端子的缠绕方向相同。换言之，在第一端子和第三端子充当起始端子，而第二端子和第四端子充当各个电感线圈的末端端子的前提下，上电感线圈与下电感线圈在它们的相应的相支腿上具有相同的缠绕方向。

因此，每个电感线圈可以在由相支腿、中央支腿以及上桥和下桥形成的磁性主回路中或者在相应地由上/下桥、上/下相支腿区段和上/下中央支腿区段形成的上或下磁性子回路中产生磁通量，两个子回路均通过分流元件闭合。分流元件的间隙提供通量稳定化和线性化，以及用于上部和下部子回路的附加磁阻。

从上电感线圈的第一端子向下电感线圈的第四端子流动的电流对于上电感线圈和下电感线圈中的每一个均产生磁通量。上电感器相对于下电感线圈的缠绕方向使得两个磁通量包括相对于彼此相同的方向，并且因此在相应的相支腿中增益地叠加。特别地，该增益叠加发生在上相支腿区段和下相支腿区段中以及在相应的相支腿的上桥和下桥中。

如果在另一情况下，第一电流I₁从上电感线圈的第二端子流向上电感线圈的第一端子，并且第二电流I₂从下电感线圈的第三端子流向下电感线圈的第四端子，则通过相应的电流I₁、I₂产生了磁通量，该磁通量在相应的相支腿中具有相反的方向。因此，两个磁通量减损地叠加。该减损的叠加也发生在上相支腿区段和下相支腿区段中以及在相应的相支腿的上桥和下桥中。与上述芯元件相反，两个磁通量在分流元件中增益地叠加。在图1d中示意性地示出并且更加详细地描述的该情况产生了电感组件的特性特征，即给定电流差I₁-I₂的变化总是产生由两个磁通的叠加所形成的磁通量的变化。相应的相支腿内的净磁通量的变化抵抗驱动该电流差的力，并且因此用作用于现有电流差I₁-I₂的稳定化元件。换言之，经由布置在相同的相支腿上的上电感线圈和下电感线圈的磁耦合稳定化给定的或存在的电流差，同时通过该磁耦合抵抗并且因此遏制了存在的电流差I₁-I₂的变化。

根据本发明的电感组件包括磁通量合并的总共三个点。这三个点特别是：

-中央支腿的上区段的上部分，来自不同相支腿的上磁性子回路和磁性主回路的磁通在此处合并，

-中央支腿的下区段的下部分，来自不同相支腿的下磁性子回路与磁性主回路的磁通量在此处合并，以及

-中央支腿的中间点，来自不同相支腿的上磁性子回路与下磁性子回路的磁通在此处合并。

在“上电感线圈”和“下电感线圈”的表达中，形容词“上”和“下”仅用于区分电感组件中的两个电感线圈。这些形容词不将本发明限制为电感组件的特定的空间布置或者方位，这样的限制最终将排除电感组件在其应用中的水平定向。对于“上磁性子回路”和“下磁性子回路”也是同样的。

在一优选的实施例中，磁性主回路中的通量也通过布置在上相支腿区段中的上间隙和/或布置在下相支腿区段中的下间隙稳定化。包括在分流元件中的间隙、上间隙和下间隙可以分别单独地从气隙和完全地填充或部分地包括电介质材料、例如塑料、陶瓷或类似物的间隙中选择。上间隙和下间隙的宽度可以选择为相等的。另外，每个间隙可以支持在其相应的位置处存在的磁通量的测量。特别地，磁传感器可以置于邻近相应的间隙处，并且可以检测来自该特定间隙的杂散磁通。由于杂散磁通始终是相应的芯区段内的局部磁通量分布的量度，所以该芯区段处的相关磁通量可由杂散通量测量得出。

在本发明的一优选的实现方式中，包括在分流元件中的间隙的宽度大于上间隙和/或下间隙的宽度。优选地，包括在分流元件中的间隙的宽度至少是相应的相支腿的上间隙和/或下间隙的宽度的五倍，以便提供主回路的磁阻与子回路的磁阻相比的充分的差。将上间隙和/或下间隙的间隙宽度分别选择为使得在电感组件的操作期间充分地抑制主回路内的饱和磁化。将分流元件的间隙宽度选择为使得在电感组件的操作期间充分地抑制上子回路和下子回路的饱和磁化。此外，包括在分流元件中的间隙可以有利地布置成与中央支腿相邻或者与相支腿相邻。

电感线圈的绕组可以配置为基于线的绕组或基于箔的绕组，并且可以绕线圈缠绕。在一优选的实施例中，上电感线圈的绕组的数量基本上等于下电感线圈的绕组的数量。优选地，多个上、下电感线圈中的每一个均具有相同的电感线圈类型，例如基于线或基于箔的线圈类型。在另一优选实施例中，多个上、下电感线圈中的每一个均包括基本上相同的绕组数量。

在本发明的一实现方式中，n等于3，即电感组件包括三个相支腿。相支腿可以绕中央支腿周向地布置，特别地以各相支腿之间的120°角度布置。在本发明的一替代实施例中，n等于2，这意味着电感组件包括两个相支腿，优选地彼此对置。此处，相支腿以各相支腿之间的180°角度绕中央支腿周向地布置。根据更一般性的构造方针，本发明的具有n个相支腿的一优选实施例包括以相邻的相支腿之间的360°/n的角度绕中央支腿的周向布置。

为了简化电感装置的装配，磁芯可以由多个芯元件形成。将芯元件的数量和形状选择为使得在装配之前电感线圈可以放置在形成相应相支腿区段和/或上桥和下桥的芯元件上。之后，芯元件放置在一起以形成根据本发明的电感组件。包括在分流元件中的间隙可以布置成与中央支腿相邻或者与相支腿相邻的可能性提供了关于芯元件的数量和几何形状的不同选项。可以在制造和装配性能方面评估不同的选项，并且可以分别选择对于单独的电感组件的最佳选项。

优选地，中央支腿不包括间隙，或者至少不包括明显的间隙。多个相支腿的磁通量在中央支腿内叠加。当在两相或三相电源系统中使用电感组件时，由于公用电网的多个相内的交流电压及产生的电流存在相位差，所以来自相支腿的磁通量可能本身经常在中央支腿内减损地叠加。例如，就三相公用电网而言是这种情况，其中，各相的AC电压具有120°的相移。例如对于两相公用电网也是这样的情况，其中，两相具有相对彼此的180°的相移，如在所谓的分相系统中那样。因此，不需要通过在中央支腿中引入明显的间隙来进一步减小中央支腿中的磁通量。在本文中，明显的间隙是意在用于磁性原因的间隙，例如为了提供磁阻和抑制磁饱和。本文中不明显的间隙是为了简化或甚至允许由不同的芯元件装配出电感组件而有意的或者必要的间隙。不明显的间隙的间隙宽度通常比明显的间隙的间隙宽度小，并且通常可达500μm。因此，在本发明的范围内，明显的间隙大于500μm。

在一个实施例中，根据本发明的电源系统配置为能够作为DC/AC转换器运行。此处，根据本发明的电感组件用作电源系统的输出滤波器，或者电源系统的输出滤波器的至少一部分。电源系统还包括：

-直流链路；

-电源系统的输出端处的n个相端子，其中n个相端子中的每一个均连接至DC/AC转换器的相应的第一半桥和相应的第二半桥。控制单元还配置为能够对于每个相端子以相对于相应的相端子的相应第一半桥交错的方式控制相应第二半桥。电源系统还包括输出滤波器，所述输出滤波器包括根据本发明的电感组件。

电源系统的每个相端子与电感组件的不同的相应的相支腿相关联，并且经由相应的相支腿的上电感线圈连接至电源系统的相应的第一半桥的输出端。每个相端子还经由相应相支腿上的下电感线圈连接至相应第二半桥的输出端。对于每个相端子，相应的第一半桥与相应的第二半桥利用它们的相应的输入侧并联地连接至直流链路。对于电感组件的每个相支腿，上电感线圈利用其第一端子连接至相应的第一半桥的输出端，下感应线圈利用其第四端子连接至相应的第二半桥的输出端。对于电感组件的每个相支腿，上电感线圈的第二端子和下电感线圈的第三端子均连接至相应的相端子。

根据本发明的DC/AC转换器是能够供应高输出电流的电源系统。对于每个相端子，通过经由相应的第一半桥和第二半桥的并行电流供应来实现高输出电流，第一半桥与第二半桥利用它们的输出端并联连接到相应的相端子。每个相端子的第一半桥相对于第二半桥的交错操作将电源系统的输出端处——特别是输出电容器处——的电压纹波最小化。

根据本发明的电感组件用作输出滤波器，并且减小或衰减第一半桥与其相应的第二半桥之间的循环电流。由于相应的半桥之间的循环电流的衰减，因此减小了与这些循环电流相关的功率损失，并且提高了电源系统整体的效率。

通过与上述电路拓扑结构结合的电感组件的磁耦合实现相应的第一与第二半桥之间的循环电流的衰减。在该情况下，对于每个相支腿，上电感线圈相对于相应的下电感线圈的缠绕方向为使得从第一半桥的输出端通过上电感线圈流向特定的相端子的电流和从相应的第二半桥的输出端通过下电感线圈流向同一相端子的相等电流在它们的相应的相支腿中产生基本上彼此抵消的磁通量。换言之，在相等的电流从第一半桥和相应的第二半桥向同一相端子的方向流动的情况下，相应的相支腿中的各个磁通量减损地叠加。另一方面，在电流从第一半桥通过上电感线圈与下电感线圈的并联连接部流向第二半桥的情况下，在相应相支腿中产生的磁通量增益地叠加。该电流通常由第一半桥及其相应的第二半桥的输出端之间的电压差驱动。因此，该电流的变化或者换言之第一半桥及其相应的第二半桥的输出电流之间的差的变化被电感组件的相应的相支腿中产生的磁通量的变化抵抗。

电感组件的这些特征与第一半桥相对于第二半桥的交错定时相结合，获得了循环电流的期望的衰减，并且提高了作为电源系统的示例的DC/AC转换器的效率。

第二半桥相对于第一半桥的交错定时意味着第一半桥和第二半桥的定时具有基本上相同的时钟频率，但是具有用于第二和第一半桥的一个或可选地多个快速切换式切换器的时间上偏移的时钟信号。特别地，第二半桥和第一半桥的快速切换式切换器的“接通”周期的中点相对于彼此具有相移。相移对应于相应时钟信号的相应时间偏移。除了该相移或时间偏移之外，用于第一半桥及其相应的第二半桥的时钟信号在它们的“接通”和“切断”周期方面基本上相等。因此，对于第二半桥和相应的第一半桥的相应快速切换式切换器的“切断”周期的中点也相对于彼此具有与“接通”周期的情况相同的相移。

在本发明的一个实施例中，通过控制单元将相移控制为基本上180°。在此以及下文中的副词“基本上”考虑到下述事实，即相应切换器之间的准确地180°的相移或任意其它准确的相移值是难以实现的，并且难以在较长时间段内保持恒定，因此副词“基本上”等同于公差范围为±5°。通过有目的地设计间隙宽度以便抑制磁芯的磁饱和，本发明的电感组件在交错时钟相对于180°相移的较大公差内充分地运行。然而，相对于180°相移的偏差通常会增加电源输出电容器上的电压纹波。在可容忍一定程度上较大的电压纹波的情况下，交错的定时可以包括180°±30°范围内的相移。

在一个实施例中，多个半桥中的每一个、即多个第一和第二半桥中的每一个均包括具有单个上切换器和单个下切换器的拓扑结构。在一替代的实施例中，多个半桥中的每一个、即多个第一和第二半桥中的每一个均包括具有通过控制器以基本上同步的方式控制的串联连接的两个高侧切换器和通过控制器以基本上同步的方式控制的串联连接的两个低侧切换器的拓扑结构，其中“基本上同步的方式”的表达等同于控制单元的0°±5°的相位差。该替代实施例通常对应于能够利用存在于直流链路处的大直流电压来操作的半桥的设计。

多个半桥中的每一个、即多个第一和第二半桥中的每一个的电路拓扑结构均可以包括两电平拓扑结构、三电平拓扑结构、四电平拓扑结构、五电平拓扑结构、七电平拓扑结构、九电平拓扑结构或具有甚至多于九个电平的拓扑结构中的一个。另外，多个半桥中的每一个、即多个第一和第二半桥中的每一个的电路拓扑结构可以包括任意公知的包括或不包括到直流链路的中间电压电平的连接的电路拓扑结构。对于包括到直流链路的中间电压电平的连接的电路拓扑结构，该电路拓扑结构例如可以包括以下之一：中点钳位式(NPC)和双极性开关中点钳位式(BSNPC)拓扑结构。

优选地，电感组件的所有半桥、特别是所有第一半桥和第二半桥均具有相同的拓扑结构。

优选地，作为根据本发明的开关模式电源系统示例的DC/AC转换器在其输出端处包括多个相端子并具有或不具有中性端子。在一个实施例中，DC/AC转换器在其输出端处包括两个相端子和中性端子或——在一替代的实施例中——包括三个、四个甚或多于四个相端子、以及中性端子。

在另一实施例中，根据本发明的电源系统包括DC/DC转换器、例如升压转换器，所述DC/DC转换器包括根据本发明的电感组件。在该实施例中，配置为能够作为DC/DC转换器操作的电源系统包括：

-输入端，该输入端用于接收输入电压V_in；

-输出端，该输出端用于供应输出电压V_out；以及

-n个切换单元，其并联地连接至输出端。

n个切换单元中的每一个均包括：

-彼此并联连接的第一切换路径与第二切换路径，其中每个切换路径均包括第一半导体切换器、第二半导体切换器和位于第一半导体切换器与第二半导体切换器之间的互连点的串联连接。电源系统还包括：

-控制单元，其配置为能够以相对于第二切换路径的第一半导体切换器交错的方式控制第一切换路径的第一半导体切换器。电源系统还包括：

-根据本发明的电感组件，其将n个切换单元中的每一个连接至输入端。

-其中，n个切换单元中的每一个均与电感组件的不同的相应相支腿相关联，并且经由该相应的相支腿的上线圈和下线圈连接到输入端，使得对于n个切换单元中的每一个而言：

-第一切换路径的互连点连接至上电感线圈的第一端子，并且第二切换路径的互连点连接至下电感线圈的第四端子，以及

-其中，上电感线圈的第二端子和下电感线圈的第三端子均连接至输入端。

在另一实施例中，根据本发明的电源系统包括DC/DC转换器、例如降压转换器，所述DC/DC转换器包括根据本发明的电感组件。在该实施例中，配置为能够作为DC/DC转换器运行的电源系统包括：

-输入端，该输入端用于接收输入电压V_in；

-输出端，该输出端用于供应输出电压V_out；以及

-n个切换单元，其并联地连接至输入端。

n个切换单元中的每一个均包括：

-彼此并联连接的第一切换路径与第二切换路径，其中每个切换路径均包括第一半导体切换器、第二半导体切换器和位于第一半导体切换器与第二半导体切换器之间的互连点的串联连接。电源系统还包括：

-控制单元，其配置为能够以相对于第二切换路径的第一半导体切换器交错的方式控制第一切换路径的第一半导体切换器。电源系统还包括：

-根据本发明的电感组件，其将n个切换单元中的每一个连接至输出端。

-其中，n个切换单元中的每一个均与电感组件的不同的相应相支腿相关联，并且经由该相应的相支腿的上线圈和下线圈连接到输出端，使得对于n个切换单元中的每一个而言：

-第一切换路径的互连点连接至上电感线圈的第一端子，第二切换路径的互连点连接至下电感线圈的第四端子，以及

-其中，上电感线圈的第二端子和下电感线圈的第三端子均连接至输出端。

同样在作为电源系统的示例的DC/DC转换器的情况下，第一切换路径的第一半导体切换器相对于第二切换路径的第一半导体切换器的交错定时意味着以基本上相同的时钟频率但是时间上偏移的时钟信号对第一半导体切换器定时。特别地，用于第一切换路径的第一半导体切换器和第二切换路径的第一半导体切换器的“接通”周期的中点相对于彼此相移。该相移等效于相应时钟信号的相应时间偏移。除了该相移或时间偏移之外，用于第一和第二切换路径的第一半导体切换器的时钟信号在它们的“接通”和“切断”周期方面基本上相等。因此，用于第一和第二切换路径的第一半导体切换器的“切断”周期的中点也相对于彼此具有与“接通”周期的情况相同的相移。

优选地，第一和第二切换路径的第一半导体切换器之间的相移由控制单元控制为基本上180°。这里的副词基本上等同于大约±5°的公差范围。相对于180°相移的偏差通常会增加电源输出电容器上的电压纹波。然而，在可容忍较大的电压纹波的情况下，交错的定时可以包括180°±30°范围内的相移。

在包括DC/DC转换器的电源系统的一优选实施例中，进一步降低了输出端的电压波纹。此处，包括DC/DC转换器的电源系统包括两个或可选的三个切换单元，

-其中，每个切换单元的第一半导体切换器均由控制单元以基本上相同的时钟频率控制，以及

-其中，与相同的切换单元关联的第一半导体切换器以相对彼此具有基本上180°的相移的交错的方式定时，以及

-其中，与第一切换单元关联的任意第一半导体切换器以相对于第二切换单元的任意第一半导体切换器的具有基本上180°/n或者180°+180°/n的相移、其中n＝2或者n＝3的交错的方式定时。这使得所有的第一半导体切换器的相移均匀地分布，并且因此使电源系统的输出电压V_out的纹波最小化。在本发明的范围内，副词“基本上”再次相当于在该副词“基本上”之后提到的值的±5°的公差范围。

本发明的有利发展从权利要求书、说明书和附图得出。在说明书开头提到的特征和多个特征组合的优点仅用作示例，并且可以替代地或累加地使用，而根据本发明的实施例不需要必须获得这些优点。在不改变由所附权利要求限定的保护范围的情况下，以下内容适用于原申请和专利的公开：可以从附图中获得另外的特征，特别是可以从所示出的设计和多个部件相对于彼此的尺寸以及从它们的相对布置和它们的操作性连接中获得另外的特征。本发明的不同实施例的特征的组合或不同权利要求的特征的独立于权利要求的所选择的引用关系的组合也是可能的，并且在此被鼓励。这也涉及在单独的附图中示出的特征或者在描述附图时提及的特征。这些特征也可以与不同权利要求的特征组合。此外，本发明的其它实施例可能不具有权利要求中提及的特征。

在权利要求书和说明书中提到的特征的数目应被理解为覆盖该确切数目和比所提及的数目更大的数目，而不必明确地使用副词“至少”。例如，如果提到一个相支腿，应该理解为有恰好一个相支腿或者有两个相支腿或者多于两个相支腿。

附图说明

下文中，参照附图中示出的优选示例性实施例进一步解释和描述本发明，其中：

图1a示出根据本发明的电感组件的透视图，

图1b示出图1a的电感组件的磁芯的透视图，

图1c示出根据本发明的电感组件的一替代实施例的剖视图，

图1d对于特定的电流分布针对根据本发明的电感组件的剖视图示出相应磁通量分布，

图1e对于与图1d中所示的电流分布相比不同的电流分布针对根据本发明的电感组件的剖视图示出相应磁通量分布，

图1f示出根据本发明的一替代的电感组件的透视图，

图2示出作为包括根据本发明的电感组件的开关模式电源系统的示例的DC/AC转换器，

图3a示出在对于根据图2的DC/AC转换器的交错操作期间由两个相应的半桥的输出端提供的电流值的时间图，

图3b示出在对于根据图2的DC/AC转换器的交错操作期间在两个相应的半桥的输出端处存在的电压值的时间图，

图3c示出在对于根据图2的DC/AC转换器的交错操作期间的相应相端子的上电感线圈与下电感线圈之间的互连点处的电压值的时间图，

图4在与图3c相比延长的时间尺度下示出在对于图2的DC/AC转换器的交错操作期间的根据图3a的电流值以及快速切换两个相应半桥的切换器的相关时钟信号的时间图，

图5a示出作为包括根据本发明的电感组件的电源系统的示例的升压转换器，

图5b示出作为包括根据本发明的电感组件的电源系统的示例的降压转换器。

具体实施方式

图1a示出包括磁芯2和总共六个电感线圈8、9的电感组件1。在图1b中不具有电感线圈8、9地示出了相同的磁芯2。磁芯2包括绕着中央支腿3周向地布置的三个相支腿4，使得每个相支腿4相对于相邻相支腿4均具有360°/3＝120°的角度。在n个相支腿4的情况下，为了对称，该角度优选地选择为360°/n。在各个相支腿4上，上感应线圈8和下感应线圈9布置成使得经过两个感应线圈而形成主相回路，主回路包括相应的相支腿4、中央支腿3以及将中央支腿3磁性地连接至相支腿4的上桥和下桥13。在上感应线圈8与下电感线圈9之间布置了分流元件6，其从相支腿4的中点5向中央支腿3的中间点延伸。因此，利用分流元件6形成了两个子回路，每个子回路均经过电感线圈8、9中的一者，并且包括分流元件6、相应的相支腿区段10、11、上桥或下桥13以及中央支腿3的相应的上区段或下区段。

分流元件6包括与中央支腿3相邻地布置的间隙7。替代地，间隙还可以布置成与相支腿4相邻。分流元件6和相支腿4可以形成为一体件，或者分流元件6和中央支腿3可以形成为一体件，或者形成为分离的或可分离的元件。间隙7帮助稳定子回路中的磁通量，并且对磁通提供预定的磁阻，以便抑制在电感组件1的操作期间磁芯2的磁饱和。

可选地，另外的间隙15、16可以布置在相支腿区段10、11中的一个或者两个中，优选地在由电感线圈8、9包围的位置内。这些另外的间隙15、16可以具有明显小于间隙7的宽度的宽度，从而与子回路相比对主回路提供较小的磁阻。

在一优选的实现方式中，磁芯2由装配状态下的多个芯元件形成。可以考虑芯元件的形状和数量的各种组合，其中优选的是将元件形状选择为：在装配之前，电感线圈8、9可以置于在装配状态下形成相应的相支腿区段10、11的芯元件处在所述电感线圈的目标位置处。在图1b中，磁芯2由共同形成中央支腿3的两个主元件以及每个相支腿4的T形的额外元件形成，每个额外元件均包括分流元件6并且与主元件结合地形成相应的相支腿4。

中央支腿3没有间隙或者至少没有明显的间隙。此外并且优选地，电感组件到外部电路元件的连接被选择为使得在电感组件1的操作期间，多个相支腿4的磁通量在中央支腿3中减损地叠加。由于该减损性的叠加，可以将中央支腿3设计为相对细，而无需附加的间隙来进一步减小中央支腿3内的磁通量。这也是不期望的。中央支腿3的细的构造还提供了电感组件1整体的紧凑的设计。

每个上电感线圈8包括第一端子20和第二端子21，而每个下电感线圈包括第三端子22和第四端子23。上电感线圈的第二端子21和下电感线圈的第三端子彼此连接，以便形成每个相支腿4上的上线圈9与下线圈9的串联连接。剩余的上电感线圈8的第一端子20和下电感线圈9的第四端子23可以连接到外部电路元件。

上线圈8和下线圈9以及分流元件6的布置提供了对杂散磁通的优化引导，并且减小了到电感组件的外部环境的漏磁和杂散磁通。

图1c示意性地示出本发明的一替代实施例的相支腿区段4。与图1a和图1b所示的实施例不同，间隙7邻近相支腿4定位。相支腿4包括”I”型元件，上电感线圈8和下电感线圈9布置在该”I”型元件上。间隙15和16位于”I”型元件的任一侧端部上。替代地，间隙15和16可以位于”I”型元件的前端上。上桥和下桥13、分流元件6和中央支腿3可以或者由一体件形成或者由单独的元件形成。

电感组件1可以整体地或者至少部分地由含金属的壳体(未示出)包围。包括电感组件1的含金属的壳体可以填充有电绝缘灌注材料。

图1d示意性地示出对于图1a所示的电感组件1的相支腿区段4的磁通分布。在所示实施例中，上电感线圈8和下电感线圈9基本上包括相同的线圈类型、例如基于箔的线圈类型以及相同的绕组数量。上电感线圈8的第二端子21与下电感线圈9的第三端子22电连接以形成上电感线圈8与下电感线圈9的串联连接。电流I从第一端子20通过上电感线圈8与下电感线圈9的串联连接流向第四端子。该电流I经由上电感线圈8和下电感线圈9中的每一个在相支腿区段4中产生磁通量24、25。两个磁通量24、25增益地叠加在相支腿区段4中，特别是在上区段10和下区段11中，并且同样在相支腿区段4的上桥和下桥13中。用于叠加磁通量24、25的磁性回路经由中央支腿3闭合。

在图1d中示出的示例中，没有电流从第二端子21与第三端子22的连接流向外部电路元件。换言之，从第一端子20流入上电感线圈8的电流I也在经过下电感线圈9之后离开第四端子23。由于假定示出的实施例中的上、下线圈的感应率相等，所以分别经由上、下电感线圈中的每一个产生的磁通量24、25也彼此相等。

图1e示意性地示出对于图1a所示的电感组件1的相支腿区段4的磁通量的分布，即与图1d所使用的电感组件相同的电感组件，但具有另一种电流分布。如图所示，电流I₁从第一端子20通过上电感线圈8流向第二端子21。第二电流I₂从第四端子23通过下电感线圈9流向第三端子23。两个电流的总和I₁+I₂从第二端子21与第三端子22的连接部流出到外部电路元件。此处，电流I₁经由上电感线圈8产生磁通量24，并且电流I₂经由下电感线圈9产生磁通量25。在该电流情况下，两个磁通量24、25减损地叠加在相支腿区段4内——特别是在上区段10和下区段11中以及在相支腿区段4的上桥和下桥13中。两个磁通量24、25的增益的叠加发生在分流元件6内。然而，中央支腿3与分流元件6之间的大的间隙7在该情况下提供了大的磁阻并且避免了磁饱和。

由于上电感线圈8与下电感线圈9的假定的相等的感应率以及同样相等的电流量(|I₂|-|I₁|)，经由上电感线圈8产生的磁通量24和经由下电感线圈9产生的磁通量25具有相同的量并且仅具有相反的方向。因此，减损的叠加在该情况下基本上导致在包括该减损叠加的相应芯元件中的所得的磁通量的消除(Φ＝Φ₁+Φ₂≈0)。

现假定电流I₁、I₂的量不同，使得它们的量差不等于零。另外假定电流I₁小于电流I₂，使得差I₁-I₂为负(|I₁|-|I₂|<0)。对于这种情况，通过经过上感应线圈8的电流产生的磁通量26的量比通过经过下感应线圈9的电流I₂产生的磁通量27小。这再次导致了两个磁通量的减损的叠加，但是不导致所得的磁通量的消除(Φ＝Φ₁+Φ₂≠0)。这经由代表相应的磁通量26、27的长度不同的箭头示出。对于这种情况，在相支腿4中——特别是在上区段10和下区段11、上桥和下桥13中显示所得的磁通量。磁通量经由中央支腿3闭合。因此，对于这种情况的所得的磁通量的分布与图1d所示的情况有些相似。

如果现在使电流I₁-I₂的差随着时间变化d/dt(I₁-I₂)≠0，则作为经由上电磁线圈8和下电磁线圈9产生的磁通量26、27的叠加的所得的磁通量随着时间变化d/dt(Φ＝Φ₁+Φ₂≠0)，并且因此抵消了驱动该电流差随时间变化的力。换言之，经由电感组件1所提供的磁耦合稳定存在的电流差I₁-I₂，而电流差随着时间的变化d/dt(I₁-I₂)经由电感组件1所提供的磁耦合被抵消和扼制。

在图1f中示出了根据本发明的电感组件的一替代实施例。该实施例与图1a中所示的实施例相似，并且因此关于该实施例的一般性描述，参考图1a的描述。与图1a的实施例不同，图1f的实施例针对三个相支腿4中的每一个均包括布置在相应的相支腿4的上桥和下桥13上的上电感线圈8和下电感线圈9。间隙15、16也位于各个相支腿4的上桥和下桥13上。在所示的示例中，间隙7邻近中央支腿3定位。然而，在本发明的范围内，间隙7邻近相支腿4定位也是可行的。与图1e所示的一样，上电感线圈8的第一端子20和第二端子21以及下电感线圈的第三端子22和第四端子23以相对于相应的线轴的特定定位示出。这些位置仅示例性地示出，并且不限于所示的情况。此外，可以以任意可行的方式选择第一、第二、第三和第四端子的位置，以便简化电感组件1的装配过程或者以便降低相应的材料成本。对于根据本发明的电感组件1的其它例举的实施例而言也是如此。图1a和图1f所示的电感组件1包括三个相支腿4。这也仅是示例性的而非限制性的。在本发明的范围内，两个、四个或甚至多于四个的n的相支腿4是可行的。

在图2中示出作为根据本发明的开关模式电源系统30的示例的DC/AC转换器。DC/AC转换器包括根据本发明的电感组件1作为输出滤波器34或者至少作为输出滤波器34的一部分。DC/AC转换器包括直流链路31和输出端32，输出端32包括三个相端子U、V、W和中性端子N。每个相端子U、V、W与相应的第一半桥36和相应的第二半桥38连接。为了清楚起见，仅为多个第一和第二半桥36、38中的一个示出附图标记。DC/AC转换器还包括控制单元33，控制单元33配置为能够控制第一和第二半桥36、38，该控制在图2中通过将控制单元33互连到多个第一和第二半桥36、38的虚线控制线45示出。控制单元33还配置为能够相对于各个相端子U、V、W的相应第一半桥36以交错的方式控制相应的相端子U、V、W的相应第二半桥38。

DC/AC转换器包括根据本发明的电感组件1作为输出滤波器34，输出滤波器34将每个第一半桥36的输出端35和每个第二半桥38的输出端37连接到相应的相端子U、V、W。具体地，电源系统30的输出端32处的每个相端子U、V、W均与电感组件1的不同的相应相支腿4相关联，并且经由相应相支腿4的上电感线圈连接至相应第一半桥36的输出端35。每个相端子U、V、W还经由布置在相应相支腿4上的下电感线圈9连接至相应第二半桥38的输出端37。

此外，对于电感组件1的每个相支腿4——或者换言之，对于输出端32的每个相端子U、V、W——上电感线圈8利用其第一端子20连接至相应的第一半桥36的输出端35，并且下电感线圈9利用其第四端子23连接至相应的第二半桥38的输出端37。此外，对于电感组件1的每个相支腿4，上电感线圈8的第二端子21和下电感线圈9的第三端子22均连接至其相应的相端子U、V、W。所有的第一半桥36和第二半桥38均利用它们相应的输入侧并联地连接至直流链路31。此外，中性端子N连接至直流链路31的中点。

输出滤波器34还包括位于每个相端子U、V、W与中性端子N之间的滤波电容器46。同样可行但在图2中未示出的是，DC/AC转换器针于每个相端子U、V、W包括连接在第一相端子U、V、W与不同的第二相端子U、V、W之间的滤波电容器。

在DC/AC转换器的操作期间，每个第一半桥36以相对于其第二半桥38交错的方式控制。优选地但是非必须地，该交错的控制包括基本上等于180°的相移。每个第一半桥36均驱动电流I₁从第一半桥36的输出端35通过上电感线圈8至相应的相端子U、V、W。同时，每个相应的第二半桥38均驱动电流I₂通过下电感线圈9向其相应的相端子。在每个相应的相端子U、V、W处——除了最终存在的循环电流——DC/AC转换器理论上能够基本上供应两个电流的和I₁+I₂。然而实际上，从第一半桥36的输出端35流向第二半桥38的输出端37以及相反流动的循环电流是不能完全避免的。这些循环电流导致了功率损失，并且降低了DC/AC转换器的效率。

为了控制的目的，DC/AC转换器包括多个电流传感器。特别地，在图2中示出了三个电流传感器47，其配置为能够为多个第一半桥35中的每一个检测输出电流I₁。另外示出了三个电流传感器48，其配置为能够为多个第二半桥35中的每个第二半桥检测输出电流I₂。为了清楚起见，仅对第一半桥36中的一个和第二半桥38中的一个示出测量的电流I₁、I₂。这些电流传感器47、48可以包括到控制单元33的连接件(图2中未示出)，以便在控制单元33的控制策略内考虑电流。例如，为了避免电感组件1的磁芯2的磁饱和，有帮助的是在DC/AC转换器的操作期间观察电流差I₁-I₂，所述电流差I₁-I₂为相应相支腿4内所得到的磁通量的量度。优选地，电流差I₁-I₂——特别是其绝对值——通过由控制单元33向第一半桥36和第二半桥38的切换器发送的相应控制信号而保持低于特定阈值。该阈值是与各电感组件1的特定设计有关的特征值。

然而，电感组件1与第一半桥36和第二半桥38的交错控制相组合能够显著地减小循环电流。在第一半桥36相对于相应的第二半桥38的交错控制期间出现磁饱和，在此，第一半桥36的输出端35与相应的第二半桥38的输出端37之间具有电压差。该电压差还存在于上电感线圈8的第一端子20与下电感线圈9的第四端子之间，并且充当用于循环电流的驱动力。然而上电感线圈8与其相应的下电感线圈9之间的磁耦合能够充分地减小循环电流。

图2中示例性地示出了三电平直流链路31与半桥的BSNPC电路拓扑结构的组合。结合交错操作模式，该组合形成了有效的五电平DC/AC转换器。然而，本发明不限于示出的示例。此外，包括更少或更多的电压电平的直流链路——例如2个、4个、5个、7个或甚至多于7个电压电平也是可行的。替代地，第一半桥36和第二半桥38的其它电路拓扑结构也是可行的。该电路拓扑结构可以包括任意包括或者不包括到直流链路31的中间电压电平的连接的公知的电路拓扑结构。替代图2所示的针对第一和第二半桥36、38中的每一个均包括单个上切换器39、42和单个下切换器40、43的示例，每个第一和第二半桥36、38的电路拓扑结构均可以包括以同步的方式控制的两个高侧切换器39、42以及以同步的方式控制的两个低侧切换器40、43。这种拓扑结构与直流链路上存在的高电压值兼容。关于包括到直流链路31的中间电压电平的连接的电路拓扑结构，电路拓扑结构例如可以包括以下之一：NPC或BSNPC电路拓扑结构。

可以用于DC/AC转换器的第一半桥36和第二半桥38的切换器39、40、41、42、43、44的切换器类型是包括控制终端的任意可控制的半导体切换器。可使用的切换器类型例如可包括以下之一：绝缘栅双极晶体管IGBT、金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET、双极结型晶体管BJT和结型栅极场效应晶体管JFET。可用于这些切换器类型的材料例如可以包括以下之一：硅Si、碳化硅SiC、氮化镓GaN和任意其它通常可用的半导体切换器材料。上面提到的可用于该切换器类型的切换器类型和材料的列表仅仅是示例性的而不应被理解为限制性的。在切换器没有固有的体二极管的情况下，单独的二极管可以与相应的半导体切换器并联连接以便提供续流路径。

如图2所示的包括三个相端子U、V、W的DC/AC转换器仅是本发明的示例性实施例，并且本发明不限于DC/AC转换器的该结构。此外，在其输出端处具有两个、四个或多于四个相端子的DC/AC转换器也是可行的。输出端可以包括中性端子N或者——作为替代——可以不包括中性端子N。

在图3a、图3b、图3c中示出了根据图2的DC/AC转换器的交错操作期间的电压和电流值的模拟时间图。利用图2的输出滤波器34的电容器46的小电容值来评估时间图，以便突出不同电流量的特性。图3a、图3b和图3c针对规范(normed)为时钟周期的时间段(t/T_s或t*f_s)的单个AC周期的时间范围(此处：0-20ms)，示出了多个参数电压和电流的时间关联性。

图3a示出了由与相端子U、V、W中的特定的一个相应的第一半桥36和第二半桥38输出的电流I₁、I₂。可以经由相应的电流传感器47、48测量电流I₁、I₂，如图2所示。图3a中的图中还示出了规范为其一半的和电流、即1/2(I₁+I₂)。除了因数1/2之外，该和电流表示相应相端子U、V、W处的输出电流。

在图3b中示出了在第一半桥36及其相应的第二半桥38的输出端35、37处存在的电压v₁、v₂。图3c示出该电压的差v₁-v₂以及其平均值1/2(v₁+v₂)，所述平均值代表在上电感线圈8的第二端子21和下电感线圈9的第三端子22的互连点处存在的电压。由于第二端子21和第三端子22均连接至相应的相端子U、V、W中的相应的一个，因此该电压1/2(v₁+v₂)近似是由DC/AC转换器输出到相应相端子U、V、W中的相应的一个的电压的量度。考虑电压v₁、v₂的平均值1/2(v₁+v₂)，图3c还示出3电平直流链路31与第一半桥36和第二半桥38的交错控制相组合产生有效的5电平电压信号。

在图4中，使用明显延长的时间尺度绘制如图3a所示的电流I₁、I₂的时间图，将时间尺度选择为能够代表交错操作期间的第一半桥36和第二半桥38的快速切换式切换器的两个时钟周期。在图4的上图中，绘制了用于第一半桥36的快速切换式切换器的时钟信号50a和用于相应的第二半桥38的快速切换式切换器的时钟信号50b。图中清楚地示出第二半桥36的快速切换式切换器相对于相应的第一半桥36的快速切换式切换器以大致180°的相移被时钟控制。在图4的中图中示出了从上图中所示的时钟信号50a、50b得到的电流I₁、I₂。同样再次示出了规范和值1/2(I₁+I₂)，所述规范和值1/2(I₁+I₂)——除了规范因子1/2之外——是通过相应的相端子U、V、W提供的输出电流的量度。在图4的下部分中示出了电流差I₁-I₂的图。如在图1d的描述中所述，该电流差是电感组件1的相应的相支腿4内——特别是在该相支腿4的上区段10和下区段11中以及上桥和下桥13中产生的磁通量的量度。该电流差I₁-I₂的变化也改变了在该相支腿4内产生的磁通量。电流差也是在第一半桥36和第二半桥38的输出端35、37之间流动的循环电流的量度。

图5a示出了根据本发明的电源系统60的一替代实施例。电源系统60配置为能够作为DC/DC转换器、特别是升压转换器运行。升压转换器包括用于接收输入电压V_in的输入端61、用于供应输出电压V_out的输出端62以及并联连接至输出端62的n(此处：n＝2)个切换单元64。每个切换单元64均包括彼此并联连接并且并联连接到输出端62的第一切换路径65a和第二切换路径65b。每个切换路径65a、65b均包括第一半导体切换器66与第二半导体切换器67以及其间的互连点68的串联连接。控制单元63配置为能够以相对于第二切换路径65b的第一半导体切换器66交错的方式控制第一切换路径65a的第一半导体切换器66。在图5a的实施例中，仅第一半导体切换器66为由控制单元63控制的半导体切换器，而第二半导体切换器67被示出为二极管。替代所述二极管，也可以使用由控制单元63控制的半导体切换器作为第二半导体切换器67，如第一半导体切换器66的情况那样。

DC/DC转换器还包括根据本发明的电感组件1，其将n个切换单元64中的每一个耦接至输入端61。n个切换单元63中的每一个均与电感组件1的不同的相应相支腿4相关联，并且经由该相应的相支腿4的上线圈8和下线圈9耦接到输入端61。具体地，对于n个切换单元63中的每一个，电感组件1被连接为使得

-第一切换路径65a的互连点68连接至上电感线圈8的第一端子20，并且第二切换路径65b的互连点68连接至下电感线圈9的第四端子23。另外，上电感线圈8的第二端子21和下电感线圈9的第三端子22均连接至输入端61。

在DC/DC转换器的操作期间，n个切换单元64中的每一个的两个第一半导体切换器66均由控制单元63以交错切换的模式控制。优选地，第一切换路径65a的第一半导体切换器66和第二切换路径65b的第一半导体切换器66的交错切换包括相对于彼此的基本上180°的相移。

在图5b中示出了作为根据本发明的开关模式电源系统60的示例的替代的DC/DC转换器。在该情况下，包括根据本发明的电感组件1的DC/DC转换器配置为能够作为降压转换器运行。

主要通过交换输出端62和输入端61的位置并且附加地在相应的第一切换路径65a和第二切换路径65b内交换第一半导体切换器66和第二半导体切换器66的位置，可以从图5a中描述的升压转换器得出降压转换器。除了上述差异外，关于图5a的升压转换器的描述也可以被转移到根据图5b的降压转换器。因此，关于根据图5b的实施例的其它细节，可参考图5a的描述。

优选地，图5a中描述的DC/DC转换器包括两个、三个或甚至多于三个切换单元64。并联连接的切换单元的数量n越多，DC/DC转换器的可能的电流供应就越高。

能够用作DC/DC转换器的第一半导体切换器66以及可选择地还用作DC/DC转换器的第二半导体切换器67的切换器类型为包括控制端子的任意可控制的半导体切换器。关于可行的切换器类型和/或可用于这些切换器类型的材料，可参考图2的描述。图2的描述中已经公开的任意切换器类型和/材料均可以用于DC/DC转换器的第一半导体切换器66以及可选择地还用于第二半导体切换器67。这与DC/DC转换器是升压装换器还是降压转换器无关。

为了最小化DC/DC转换器的输出端62处的电压纹波，每个切换单元64优选地由控制单元63以相对于另外的切换单元64中的每一个交错的方式控制。特别地，控制单元63以基本上相同的时钟频率控制每个切换单元64的所有的第一半导体切换器66。与相同的切换单元64关联的第一半导体切换器66以相对于彼此包括基本上180°的相移的交错的方式定时。另外，控制单元63将第一半导体切换器66控制为使得与第一切换单元64关联的任意第一半导体切换器66还被以相对于第二切换单元64的任意第一半导体切换器66的另外的交错方式定时。优选地，该另外的交错方式包括基本上为180/n或180°+180°/n的相移，其中，n对应于切换单元的数量，并且在两个切换单元的情况下n＝2，在三个切换单元的情况下n＝3。该控制策略产生多个第一半导体切换器66的切换的更均匀的时间分布，并且因此使电源系统60的输出电压V_out的纹波最小化。

附图标记列表

1 电感组件

2 磁芯

3 中央支腿

4 相支腿

5 中点

6 分流元件

7 间隙

8 上电感线圈

9 下电感线圈

10、11 相支腿区段

13 桥

15、16 间隙

20、21、22、23 端子

24、25、26、27 磁通量

30 电源系统

31 直流链路

32 输出端

33 控制单元

34 输出滤波器

35、37 输出端

36、38 半桥

39、40、41 切换器

42、43、44 切换器

45 控制线

46 电容器

47、48 电流传感器

50a、50b 时钟信号

60 电源系统

61 输入端

62 输出端

63 控制单元

64 切换路径

65a、65b 切换路径

66 半导体切换器

67 半导体切换器

68 互连点

69 控制线

V_in 输入电压

V_out 输出电压

I₁、I₂ 电流

Φ、Φ₁、Φ₂ 磁通量