基于缝隙耦合结构的可重构反射阵天线的制作方法

本发明属于通信技术领域，更进一步涉及电磁场与微波技术领域的基于缝隙耦合结构的可重构反射阵天线。本发明可用于微波波段的卫星通信和雷达信号的发射与接收端，实现对通信信号的波束扫描。

背景技术：

可重构微带反射阵天线因为结合了抛物面天线和相控阵天线的部分优点，具有结构简单、损耗小、易集成、成本低、效率高、波束可精确调控等优点，可以广泛地应用于雷达、卫星通信等领域。随着电子无线通信技术的不断发展和完善，雷达和通信系统都期望天线具有更多的功能性和自适应性。抛物面天线虽然具有高增益、高定向性、设计结构简单、工作频带较宽等优点，但是天线自身弯曲的抛物面结构使得天线体积庞大、重量大、加工和安装困难等缺点。相比抛物面天线，相控阵天线虽然体积小，可以通过精确调控天线后端的馈电网络实现波束扫描，但是馈电网络需要加载大量的移相器和放大器，传输损耗大，价格昂贵。可重构微带反射阵天线是由空间馈源以及具有可重构功能的反射面组成。其中，馈源部分一般是采用喇叭天线进行空间照射馈电；而反射面部分一般是利用加工简便、价格低廉的印刷电路板pcb技术制作在平面介质板上。这样使得天线的剖面降低，避免了抛物面天线的多种缺点。相比于相控阵天线的复杂性，可重构反射阵天线大大降低了设计难度，而且由于有源器件的减少，传输损耗也有很大程度的降低。

北京机电工程研究所在其申请的专利文献“一种大角度扫描微带相控阵天线”(申请号201710481203.0，申请公布号cn109119756a)中公开了一种波束可扫的微带相控阵天线。该天线包括若干个分形结构形式的微带天线单元、上层微波介质板和下层微波介质板，所述的每个微带天线单元包括微带辐射贴片、耦合馈电微带线、射频连接器和天线地板。该天线采用分形微带天线单元结构形式和地板修形技术，有效拓展了传统微带相控阵天线的扫描范围(主波束可实现大于±70°的扫描)，微带天线单元利用耦合馈电方式，通过控制下层微波介质板上耦合馈电微带线的宽度和长度调节输入阻抗，实现耦合馈电微带线与射频连接器间的阻抗匹配。无需额外的周期结构覆层或去耦网络，降低了设计复杂度和制造成本，保持了传统微带天线的低剖面优势。但是，该天线仍然存在的不足之处是，该天线在对通信信号的波束扫描时，每个天线单元还需要额外再设计相应的移相网络，最终导致馈电网络比较复杂。

西安电子科技大学在其申请的专利文献“一种双频双极化波束可控微带反射阵天线”(申请号201610496392.4，申请公布号cn106207468a)中公开了一种可重构反射阵天线。该天线包括介质基板、反射结构及天线馈源。介质基板上表面蚀刻m×n个周期排列的金属贴片单元，m、n的取值为整数，1<m<50，1<n<50，反射结构位于介质基板下表面，采用金属地板结构，天线馈源位于辐射结构的上半空间。通过使用金属贴片单元和变容二极管，解决了传统微带反射阵天线只能以单频带或者单极化模式工作、不能实现连续波束扫描的问题。但是，该天线仍然存在的不足之处是，每个单元结构在对通信信号的波束扫描时还需要额外加载两个变容二极管，而且每个变容二极管对控制电路要求较高，增加了系统的复杂度。

综上所述，目前通信信号波束扫描天线面临着一个问题，传统微带相控阵天线，阵列过大时需要加载大量的相移控制结构、调控天线每个单元的相移的工作量很大、天线设计难度大，极大地限制了其应用范围，目前的可重构天线结构复杂，加工成本高，装配繁琐。

技术实现要素：

本发明的目的在于针对上述现有技术的不足，提出了一种基于缝隙耦合结构的可重构反射阵天线，用以解决传统微带相控阵天线阵列过大时，需要加载大量的相移控制结构、调控天线每个单元的相移的工作量很大、天线设计难度大加工成本高，装配繁琐的问题。

实现本发明的具体思路是：由特殊设计的相移延迟线组成相移装置，这种相移延迟线上加载有一个pin二极管，当pin二极管导通与截止时，金属辐射体可以呈现相位差接近180°的两种状态。利用控制电路调控每个单元上的pin二极管的工作状态，实现在某一个角度的天线辐射。对控制电路编程，独立控制阵面上不同位置的pin二极管导通与截止状态，该天线能够实现波束扫描。

为实现上述目的，本发明的技术方案如下。

本发明的可重构反射阵天线包括反射阵列、第一介质板、第一地板、第二介质板、相移延迟线、直流偏置线、第二地板、控制电路；所述的反射阵列由m×n个相同的金属辐射体以半波长为周期组成，其中，m、n为1<m<50，1<n<50中的任意一个整数；所述的第一介质板与第二介质板压合成一个整体结构；所述的第一地板位于第一介质板的下表面，第二地板位于第二介质板的下方；所述的相移延迟线上加载一个pin二极管；所述的相移延迟线上设置短路扇形结构；所述的相移延迟线为倒l型，由两段微带线组成；所述的直流偏置线上设置扇形枝节；所述的直流偏置线与相移延迟线连接；所述的控制电路与直流偏置线连接，所述的控制电路包括主控芯片、数字逻辑芯片、驱动芯片、指示灯、自检端子；主控芯片与数字逻辑芯片连接，数字驱动芯片与指示灯连接，自检端子与地线连接。本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一，由于本发明的相移延迟线上加载一个pin二极管，利用控制电路控制pin二极管的导通与截止，将每个天线单元所需的补偿相位离散成0°和180°两种状态，用于控制天线的主波束方向，克服了现有技术存在的阵列过大时需要加载大量的相移控制结构、调控每个天线单元相移的工作量大、天线设计难度高的缺点，使得本发明具有减小控制每个天线单元相移的工作量，降低微带反射阵天线设计难度的优点。

第二，由于本发明的第一介质板与第二介质板压合成一个整体结构，第一介质板与第二介质板之间没有空气层，克服了现有技术的可重构反射阵天线中在第一介质板与第二介质板之间设置空气层，导致的结构复杂，加工成本高的缺点，使得本发明具有易于加工，装配简便的优点，使得微带反射阵天线应用更加广泛。

附图说明

图1为本发明的结构示意图；

图2为本发明天线单元的示意图；

图3为本发明控制电路的示意图；

图4(a)为本发明天线单元的反射幅度参数曲线图；

图4(b)为本发明天线单元的反射相位参数曲线图；

图4(c)为本发明天线波束扫描的曲线图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细的说明。

参照附图1，对本发明的天线整体结构作进一步详细的说明。

本发明的可重构反射阵天线包括反射阵列1、第一介质板2、第一地板3、第二介质板4、相移延迟线5、直流偏置线6、第二地板7、控制电路8。反射阵列1由m×n个相同的金属辐射体以半波长为周期组成，其中，m、n为1<m<50，1<n<50中的任意一个整数。

第一介质板2与第二介质板4压合成一个整体结构。

第一地板3位于第一介质板2的下表面，第二地板7位于第二介质板4的下方，第一地板3、第二地板7均采用金属结构，第一地板3的缝隙长度取值范围为10～18mm，缝隙宽度取值范围为1～2mm。

相移延迟线5上加载一个pin二极管，相移延迟线5的长度取值范围为5～25mm，宽度取值范围为1.5～2.5mm。直流偏置线6宽度取值范围为0.1～0.5mm。

直流偏置线6上设置扇形枝节，直流偏置线6与相移延迟线5连接，控制电路8与直流偏置线6连接。

参照附图2，对本发明的相移延迟线5的结构作进一步详细的说明。

反射阵列1由81个金属辐射体9组成，每个金属辐射体9的半径r取值范围为5～7mm。pin二极管10加载在相移延迟线5上，短路扇形结构11设置在相移延迟线5上。短路扇形结构11半径r1取值范围为2～4mm，短路扇形弧度θ取值范围为60°～120°。相移延迟线5为倒l型，由两段微带线组成。相移延迟线5的长度l1+l2取值范围为5～25mm；扇形枝节12设置在直流偏置线6上，这样即便有少量射频信号流入倒直流偏置线6中，经过短路扇形结构12后也将被短路，而对于微波性能，所有的射频信号经过扇形枝节12阻抗变换后等效为开路，因此其对辐射体的影响将非常小。

参照附图3，对控制电路8的结构作进一步详细的说明。

控制电路8包括主控芯片13、数字逻辑芯片14、驱动芯片15、指示灯16、自检端子17。本发明实施案例中主控芯片13采用stc89c52型号单片机、数字逻辑芯片选用74hc164、驱动芯片选用74hc245，指示灯使用贴片发光二极管，自检端子使用牛角座连接器。为了实现天线波束扫描功能，控制电路8需要对天线上的81个pin二极管独立控制，为了减小系统和布线的复杂度，并且根据所选择的主控芯片13的引脚情况，该电路通过串转并的方式实现对81路信号的独立控制。主控芯片13将前80路信号分成10组，每组8个数据在同一时钟信号的控制下，送至10个数字逻辑芯片14，利用8个时钟信号可将80个数据全部发送至数字逻辑芯片14。最后一路信号与主控芯片13的引脚连接。驱动芯片15与数字逻辑芯片14连接，使pin二极管10获得适当的驱动电流，确保对反射阵面上81个pin二极管10的良好控制。指示灯16串接在驱动芯片15后面，可以直观显示控制电路8的工作状态，并便于调试和维护。为了保证数字控制板正常工作，加入自检端子17，可以在系统工作前检查控制电路9的状态。

下面结合仿真实验对本发明的效果做进一步的说明：

1.仿真实验条件：

本发明的仿真实验的硬件平台为：处理器为inteli75930kcpu，主频为3.2ghz，内存32gb。

本发明的仿真实验的软件平台为：windows10操作系统和hfss19。

本发明仿真实验所使用m、n数量取值为9个，第一地板3、第二地板7为180×180mm的方形金属地板，第一地板2的缝隙长度为17mm，缝隙宽度为2.1mm，第二地板3与第二介质板4距离为7.3mm,直流偏置线6的宽度为0.1mm，金属辐射体9的半径r为6mm，短路扇形结构11的半径r1为3mm，短路扇形结构11的弧度θ为100°。

2.仿真内容及其结果分析：

本发明仿真实验是采用本发明和2个现有技术(加载变容二极管方法、平面微带方法)，对天线单元的反射幅度、天线单元的反射相位、天线的波束扫描性能进行仿真，其结果如图4所示。

本发明仿真实验中，采用弗洛奎特端口和主从边界条件，使用高频电磁仿真软件hfss中的集总rlc边界，pin二极管10采用等效电路建模，pin二极管10导通状态时，等效电路模型是电阻与电感串联；截止状态时，等效电路模型是电感与电容串联。

在本发明仿真实验中采用的两个现有技术是指：

现有技术加载变容二极管方法是指，m.riel等人在“designofanelectronicallybeamscanningreflectarrayusingaperture-coupledelements,”ieeetrans.antennaspropag,vol.55,no.5,pp.1260–1266,2007.”中提出的在天线单元上加载变容二极管方法。

现有平面微带方法是指，j.han等人在“awideband1bit12×12reconfigurablebeam-scanningreflectarray:design,fabrication,andmeasurement,”ieeeantennasandwirelesspropagationletters,vol.18,no.6,pp.1268-1272,2019.”中提出的在平面微带贴片上加载pin二极管的方法。

下面结合图4的仿真图对本发明的效果做进一步的描述。

图4(a)中的横坐标为天线单元的工作频率ghz，纵坐标为天线单元的反射幅度db，图4(a)是使用高频电磁仿真软件hfss仿真出的天线单元反射幅度随天线的工作频率变化的曲线。由图4(a)可以看出在8.4～9.2ghz的频带范围内，天线单元损耗均小于0.5db。

图4(b)中的横坐标为天线单元的工作频率ghz，纵坐标为天线单元的反射相位deg，图4(b)是使用高频电磁仿真软件hfss仿真出天线单元反射相位随天线单元的工作频率变化的曲线。由图4(b)可以看出在8.4～9.2ghz的频带范围内，pin二极管导通与截止两种状态下天线单元的反射相位差为180°±20°。

图4(c)中的横坐标为天线主波束的方向角度deg，纵坐标为天线的归一化增益db，图4(c)是使用高频电磁仿真软件hfss仿真出天线主波束的方向角度变化的曲线。由图4(c)可以看出天线工作在频率f＝8.6ghz时，天线在±40°范围内具有较好的扫描特性。