具有多个放大器路径的电源系统以及用于激发等离子体的方法

具有多个放大器路径的电源系统以及用于激发等离子体的方法
【专利摘要】一种电源系统(2、20)，该电源系统(2、20)包括功率转换器(3、30)，该功率转换器(3、30)产生高频功率信号并且可以连接到负载(6)以便向等离子体处理或气体激光器处理供应功率，其中，功率转换器(3、30)具有包括一个第一放大器路径(42)和一个第二放大器路径(43)的至少一个放大器级(40)，在各个情况下第一放大器路径(42)和第二放大器路径(43)具有放大器(42a、43a)，其中，第一放大器路径(42)在其输出端处发射第一放大器路径输出信号并且第二放大器路径(43)在其输出端处发射第二放大器路径输出信号，该第二放大器路径输出信号具有相对于第一放大器路径输出信号的相位偏移，该相位偏移不等于且具体而言大于0°并且不等于且具体而言小于180°，其中，放大器路径(42、43)连接到相移耦合器单元(47)，其将来自放大器路径(42、43)的输出信号耦合至高频功率信号，电源系统(2、20)的特征在于：至少一个放大器(42a、43a)包括场效应晶体管(60、T1、T2)，其在晶体管部件(61)中被实现，其半导体结构被构造成大体上成层，具体而言被实现为包括沟道(71)的平面半导体部件，其中，沟道(71)中流动的电流压倒性地沿横向方向进行，即大体上平行于半导体结构的层。
【专利说明】
具有多个放大器路径的电源系统从及用于激发等离子体的 方法
技术领域
[0001] 本发明设及包括功率转换器的电源系统，该功率转换器产生高频功率信号并且可 W连接到负载W向等离子体处理或气体激光器处理供应功率，功率转换器具有包括第一放 大器路径和第二放大器路径的至少一个放大器级，其中第一放大器路径和第二放大器路径 均具有放大器，所述路径连接到禪合器单元，所述禪合器单元禪合放大器路径的输出信号 W形成高频功率信号。
[0002] 本发明还设及使用高频功率来激发等离子体的方法，其中，模拟信号被供应到两 个放大器路径中的每一个放大器路径，并且通过至少一个放大器在放大器路径中被放大成 高频信号，该高频信号被供应到禪合器单元，该禪合器单元禪合高频功率信号。
【背景技术】
[0003] 电源系统(具体而言，在〉IMHz并且具体而言小于200MHz并且具体而言主要地W小 于90M化的频率产生功率的系统）例如用于激光器激发或者用在等离子体涂覆装置中。往 往，在运种类型的电源系统中，使用多个放大器W便由此产生电源系统的总功率。
[0004] 在运种类型的电源系统中，可能发生所需功率的突然变化，例如，在等离子体室中 出现电弧并且不得不相应地突然减小所供应的功率的情况下。另一方面，点燃等离子体所 需的功率可能与操作等离子体处理的功率不同。当等离子体状态发生变化时，负载的阻抗 从而也发生变化。运可能导致负载上的突然变化。往往无法足够快速地调节阻抗，从而功率 被负载反射。如果可能的话，此反射功率应当保持远离放大器或放大器路径，W便防止对电 源系统的破坏或损害。已知的是，使用环形器来吸收反射功率。然而，在所述频率范围内，运 些环形器是非常庞大的并且不再是实际可用的。
[0005] 如果突然的负载变化连同目标功率的突然变化一起发生，那么不得不对输出功率 加 W控制。运例如可W通过改变放大器的输入功率来完成。然而，在该过程中，放大器的效 率也会发生变化。在小输出功率下，放大器将在回退范围内进行操作。运是放大器在输出端 处仅提供最大可能的输出功率的部分的范围。在此回退范围内，降低了放大器的效率。取决 于要被操作的负载，在放大器中使用的晶体管因此不得不耗散更多的损耗功率。晶体管因 而变得热得多。如果失配，运种表现会发生变化。取决于负载角度（load angle)或反射角 度，晶体管在回退范围内或在饱和范围内变得更热。因而如果失配，只可能通过输入功率在 一定程度上控制输出功率。为了防止晶体管过热，往往推荐的是限制最大输出功率。然而， 使最大输出功率降低并不会解决运个问题，因为如果发生大量失配和不利的负载角度，甚 至会在低功率下出现临界溫度，而不仅仅是在相对高的功率下。
[0006] 迄今为止，唯一的选择是通过W下方式来调整晶体管的电源电压，并且通过运样 做来减小电源电压:可W在放大器的降低的饱和功率下经历整个特性范围。如果电压供给 太缓慢，那么即使在低输出功率下电压源也必须依然被设定为相对高的电压。在运种情况 下，突然的负载变化可能导致放大器中的晶体管过热。
[0007] 因而，本发明的目的在于提供一种电源系统，借助于该电源系统可W向任何负载 供应限定的功率，并且具体而言，甚至如果发生失配的话任何负载也能够进行操作，而晶体 管不会被过电流、过电压或过度损耗的功率所损害。

【发明内容】

[0008] 根据本发明，通过包括功率转换器的电源系统来实现运个目的，该功率转换器产 生高频功率信号，并且可W连接到负载W向等离子体处理或气体激光器处理供应功率，该 功率转换器具有包括第一放大器路径和第二放大器路径的至少一个放大器级，该第一放大 器路径和第二放大器路径均具有放大器，第一放大器路径在其输出端处输出第一放大器路 径输出信号，并且第二放大器路径在其输出端处输出第二放大器路径输出信号，第二放大 器路径输出信号相对于第一放大器路径输出信号具有不等于0°具体而言大于0°并且不等 于180°具体而言小于180°的相移，放大器路径连接到相移禪合器单元，相移禪合器单元将 放大器路径的输出信号禪合W形成高频功率信号，至少一个放大器具有场效应晶体管，该 场效应晶体管被实施为其半导体结构大部分为分层构造的半导体器件，具体而言被实施为 具有被布置在半导体器件中的沟道的平面半导体器件，电流在沟道中主要沿横向方向流 动，换言之电流大体上与半导体结构的层平行地流动。具体而言，半导体器件可W具有控制 端子W及被布置在半导体器件中的控制端子下方的沟道，电流在位于控制端子下方的沟道 中主要沿横向方向流动，换言之电流大体上与半导体结构的层平行地流动。
[0009] 平面结构或分层构造的半导体结构被理解为在一个方向上具有比在与其正交的 两个方向上小得多的延伸的结构。例如，其可W是具有比宽度和深度尺寸小得多的高度的 长方体。因此，平面半导体器件在侧视图中具有比顶视图或底视图中小得多的尺寸。
[0010] 在此背景下，横向方向被理解为大体上与平面延伸的任一面平行的方向，换言之 在W上示例中，平行于半导体器件的上部表面或下部表面、或半导体结构的层。
[0011] 半导体器件可W具有第一电源端子和第二电源端子W及控制端子，所有上述端子 都被布置在半导体器件的第一面上。
[0012] 半导体器件在半导体器件的面向端子的面上在电源端子(具体而言，漏极端子)与 控制端子(栅极端子)之间可W具有弱负渗杂的漂移区域。具体而言，所述区域可W比控制 端子(栅极端子)下方的沟道的宽度大。因此，电源端子之间的电容W及控制端子与上述电 源端子(漏极)之间的电容可W保持为低。
[0013] 借助于根据本发明的电源系统，可W在晶体管中实现比常规晶体管大得多的功率 密度。由于其横向结构，所使用的晶体管不具有寄生元件。具体而言，晶体管在控制端子(栅 极)与第一电源端子和第二电源端子(源极、漏极)之间具有较低电容，并且在处于关断状态 的两个电源端子之间具有较低寄生电容。因而，该半导体器件可W被制作得比常规晶体管 的半导体器件大。更多的半导体器件可W W紧密压缩的方式并联连接。
[0014] 借助于根据本发明的电源系统，可W在放大器中实施大得多的功率。在放大器路 径中不再需要使用多个放大器。相反，均包括放大器的两个放大器路径可W是足够的。具体 而言，可W在单个放大器中实施超过1000 W的功率。甚至在失配的情况下也可W完成运一 点，而不会出现部件过热。根据本发明的电源系统比常规电源系统操作得稳定得多。
[0015] 根据本发明，相移禪合器单元被理解为针对一个或多个放大器路径中的每一个放 大器路径都具有禪合器并且任选地具有相移网络的单元，其中，在适当操作期间，禪合器单 元的输入信号具有相对于彼此的相位，所述相位不是0°也不是180%具体而言大于0°并小 于180°。例如，输入信号可W相移90°。并不认为W下禪合器单元是本发明的含义内的相移 禪合器单元:在该禪合器单元中该禪合器单元的输入信号具有相对于彼此0°或180°的相 移，因为在运种情况下，输入信号仅仅被相加而没有其它相移。
[0016] 相移禪合器单元可W是90°混合禪合器。运W最佳方式满足了具有最小部件花费 的要求。
[0017] 相移禪合器单元还被理解为被配置为馈送反射功率的单元，该反射功率从负载穿 过禪合器被传导到放大器，回到具有不同相位的放大器。如果失配，90°混合禪合器例如W 相移90°的方式在两个放大器之间划分反射功率，相同阻抗的两个放大器连接到90°混合禪 合器的输入端子。
[0018] 相移禪合器单元还被理解为在其第一输入端子处具有第一输入阻抗并且在其第 二输入端子处具有第二输入阻抗的单元，并且W W下方式被配置:在没有反射功率穿过禪 合器单元到达输入端子时输入阻抗相等，并且在反射功率穿过禪合器单元而到达输入端子 时输入阻抗不同。
[0019] 如上所述，可W W W下方式来配置禪合器单元:禪合器单元将向其输出端子所反 射的功率W相移方式中继到其输入端子，并且从而将该功率中继到放大器路径中的放大 器。因此，禪合器单元处的输入阻抗可W发生变化，具体而言可W不同。运可能导致第一放 大器的输出阻抗取与第二放大器的输出阻抗不同的值。运继而可能W W下方式来影响禪合 器单元的特性:禪合器单元将放大器的功率传导到其它放大器，从而放大器彼此影响。放大 器的阻抗可能变为负的。在一些负载状态下，运可能导致第一放大器路径中的第一放大器 向第二放大器路径中的第二放大器供应功率。在过去，运些特性可能导致不鼓励使用相移 禪合器单元。所担屯、的是，放大器将会被引入不稳定状态和/或晶体管将会过热。
[0020] 使用高反射因数的实验已经显示如果使用上述晶体管结构则情况相反。晶体管在 两个放大器路径中不同地发热，但在无负载状态下则是晶体管的最大发热与具有禪合器单 元的电源系统中一样高，该禪合器单元的输入信号具有0°的相位差。运可能与W下事实有 关：由于晶体管的寄生元件的值较低，放大器的阻抗精确地按照运样的方式变化，即与没有 相移禪合器单元的晶体管相比，具有相移禪合器单元的晶体管在最热点处发热要少得多。
[0021] 不稳定性的更加常见的原因是负载的阻抗的非常快速的变化，例如等离子体处理 的阻抗。负载变化如此快速地发生，W至于连接在电源系统与负载之间的阻抗匹配网络或 者电源系统的功率调整都不能够对负载变化足够快速地作出反应。快速的负载变化产生了 被反射到放大器中的反射功率。如上所述，运改变了放大器的阻抗。因此，在快速的负载变 化之后，放大器不再供应与负载发生变化之前相同的功率。然而，在包括相移禪合器单元 (具体而言，包括90°混合禪合器)的电源系统中，与不具有运种类型的禪合器或具有非相移 特性的电源系统相比，每次负载状态变化的功率变化要小得多。因此，包括相移禪合器单元 的电源系统表现得更加稳定。然而，已发现单独使用相移禪合器单元的稳定仍然是不够的。 仅在使用上述晶体管时，实现了等离子体处理所需的特别高的稳定性，而同时防止处于失 配状态下的晶体管的过载。
[0022] 使用相移禪合器单元的优点是，连接到禪合器单元的两个放大器路径在失配的情 况下经历不同的阻抗。此外，在失配的情况下，功率不会被馈送回放大器路径，但相反可W 耗散到吸收电阻器中。因为放大器路径经历不同的阻抗，所W与相同相位组合的情况不同， 放大器的晶体管在失配的情况下溫度不同，即使在没有调整电源电压的情况下，与使用常 规组合器相比，两个晶体管中的较热的晶体管发热少约45%。
[0023] -个放大器(具体而言，每个放大器)在其输出端处具有输出阻抗，该输出阻抗与 禪合器单元的输入阻抗不同。在运种情况下，放大器将被传导到该放大器的大部分功率反 射回禪合器单元，该禪合器单元继而将功率传导到吸收电阻器中。运种类型的电源系统的 优点在于，减小了负载与放大器之间的驻波的比率。运种类型的电源系统所频繁提及的缺 点在于，大量功率在吸收电阻器中被转换为热并且因此电阻器不得不被制作得很大并被提 供有良好的冷却。运将使得运种类型的电源系统昂贵。然而，高得多的稳定性和可靠性补偿 了较高的费用。
[0024] -个放大器(具体而言，每个放大器)可W被配置为当被供应放大器的功率的阻抗 发生变化时，放大器的输出阻抗发生变化。运例如可W是反射功率被传导到放大器的情况。 具体而言，如果连接到禪合器单元的输出的负载阻抗发生变化，则连接到放大器的禪合器 单元的输入阻抗可能发生变化。
[0025] 使用根据本发明的电源系统，可W在饱和状态下（换言之，在完全导电的状态下） 和压缩状态下(换言之，具有随着输入功率的增大而下降的放大率)两者W及在晶体管的特 性曲线的线性范围内的任何点处，对晶体管进行操作。具体而言，放大器的晶体管可W在具 有大于二的压缩度的压缩状态下进行操作。因此，对于电源系统可W向任何期望负载供应 限定功率，并且因此即使在失配的情况下也不会发热超过预定限度。
[0026] 作为附加优点，可W W较高电源电压在回退范围内操作包括相移禪合器单元的电 源系统和前述晶体管技术。由于可W通过输入功率来调整输出功率，因此可W W小输出功 率更加快速地对电源系统进行调整。另外，如果两个放大器路径的相位相对于彼此发生变 化，则包括吸收电阻器的相移禪合器单元可W用于在两个输出功率之间进行快速脉冲化 (pulsing)或者用于调制输出功率。在运种情况下，部分功率不会流到电源系统的输出端， 而相反地流到吸收电阻器。
[0027] 对于等离子体处理，有时期望W低于高频功率信号的频率的调制或脉冲频率经调 制或经脉冲化的高频功率信号。运可W使用电源系统来特别良好地实施。具体而言，出于此 目的，相移禪合器单元是有利的。为了调制高频功率信号或使高频功率信号脉冲化，可W通 过调制频率或脉冲信号来调节放大器路径之间的高频信号的相位。W此方式，特别快速地 脉冲化或调制是可能的。
[0028] 使用场效应晶体管的优点在于，场效应晶体管线性地操作并且在高频下较稳定地 操作。由于在半导体器件的相同面上实施所有的控制端子，所W可W W简单的方式来连接 所述器件。具体而言，可W选择哪一个端子直接转移到(passed to)平面半导体器件的相对 面上。如果连接到地的端子在晶体管如所预期的那样被操作时被转移到相对面，那么可W 提供端子的直接接地。通过与其中漏极端子通常被布置在面对地平面的面上的公知高频功 率MOSFET结构(例如，VDMOS结构)相比，运个变型具有W下优点：
[0029] -非常良好的热耗散的可能性，因为不需要在地平面与电源端子之间布置电绝缘 体；
[0030] -电源端子之间的低电容禪合，其在晶体管的适当操作期间通过放大器实现了相 对于地的快速交变电势；
[0031] -地与电源端子之间较低的电感负载，该电源端子在放大器如所预期的那样被操 作时连接到地。
[0032] 因此，可W W较高频率在负载上操作较高功率，而不会使晶体管过热，该负载的阻 抗非常快速变化。
[0033] 此外，可W给运种类型的半导体器件提供陶瓷或塑料封装。此外，运种类型的晶体 管在高电流下具有负溫度系数，并且因此当晶体管的溫度上升时，W减少其中产生的热的 方式来自动地对其进行调整。运增加了晶体管的可靠性。
[0034] 放大器路径在构造上可W相同。运使得可W W特别简单的方式来制造电源系统。
[0035] 在半导体器件的与第一面相对的面上，可W提供电源端子，该电源端子穿过半导 体器件而导电连接到第一电源端子。具体而言，源极端子因此可W位于半导体器件的背面 上，产生较简单的接触。具体而言，可W避免用于接触源极端子的接合导线，并且因此可W 实施具有较低电感的端子。
[0036] 可W通过P+渗杂区域的方式来实施第一电源端子到半导体器件内位于相对面上 的电源端子的电连接，该P+渗杂区域从半导体器件的一面延伸到半导体器件的另一面。通 过运种高渗杂区域的方式，可W在此区域中提高半导体器件的导电性。对于P渗杂，引入(例 如，注入）了外来原子，并且用作电子受主。为了改变常规娃半导体部件中的导电性，第=主 族的元素(例如，棚、舰、侣或嫁）用于P区。娃是半导体部件最常使用的基底材料。娃晶体由 四价娃原子构成。每个娃原子的四个价电子(外部电子)形成了到相邻原子的四个原子键， 并且从而形成晶体结构。运使得所有的四个电子都成为成键电子。在P渗杂期间，四价元素 (公知为受主)被引入到娃晶格中并且从而代替四价娃原子。四价元素具有可用于原子键的 =个外部电子。在娃晶体中，不存在用于第四原子键的外部电子。运些电子间隙被称为空穴 或电子空穴。在施加电压时，此空穴表现得像自由移动的正电荷载流子，并且可W传导电 流。被外场驱动的电子跳出原子键、填充空穴并且留下新的空穴。在娃晶体中，P+渗杂(高渗 杂区域)指的是至少一个受主原子与IO 4娃原子的比率。
[0037] 半导体器件可W具有连接到导电盘的下部表面，下部表面的第一层是P+或P渗杂 的。作为运种测量的结果，在半导体器件的下部表面与导电盘之间的过渡处实施较低电阻。 [00測放大器可W包括LDMOS晶体管。LDMOS代表"横向扩散的金属氧化物半导体"。运些 是迄今为止主要用在G化范围内的M0SFET。在用于放大器中W产生可W被供应到等离子体 处理的功率期间，已发现采用LDMOS技术的运些晶体管与可比较的常规MOSFET相比表现得 可靠得多。运可W归因于高得多的载流容量。具体而言，在IM化到200M化（具体而言， 3.4MHz、13MHz、27MHz、30MHz到90MHz W及162MHz)的频率下使用多个放大器路径的测试中， 运些晶体管类型被证实有特别高的可靠性。运些晶体管类型优于常规MOSFET的其它优点在 于，相同晶体管可W用于所述频率QMHz到200MHz)。因此，可W使用非常相似或甚至相同的 拓扑结构来构建放大器和电源系统，其可W在IMHz到200MHz的范围内的频率下使用超过几 十年。运些是在等离子体处理中常常使用的并且常常用于气体激光器激发的频率。如果被 供应到等离子体处理的功率中的太多功率被反射回来，那么在等离子体处理中在运些频率 下操作的常规MOSFET常常有问题。因此，所产生的功率常常必须受到限制，W便允许反射功 率超过临界极限。因此，等离子体处理不能总是被可靠地点燃或在期望的功率范围内进行 操作。此外，提供了复变阻抗调节电路和组合器来克服运些缺点。现在当处理高水平的反射 功率时，如例如在将功率供应到等离子体处理时，使用LDMOS晶体管是有利的。与前述相移 禪合器单元有关，LDMOS晶体管的优点在于晶体管可W接收高得多的反射功率。因此，对在 电源系统与负载之间连接的附加阻抗匹配网络的需求较低，并且在运些阻抗匹配网络中可 W降低部件和调整的成本。
[0039] 在放大器与禪合器单元之间，放大器路径可W具有输出网络，该输出网络具有至 少一个平面电感器，该至少一个平面电感器经由电介质热禪合和电容性地禪合到地平面 (冷却剂流过地平面）。通过输出网络的方式，放大器路径的输出阻抗可W最佳地被调节至 禪合器单元的输入阻抗。因此，可W防止功率损耗。可W通过将平面电感器布置在地平面 (冷却剂流过地平面)上来防止过热。
[0040] 禪合器单元可W具有第一平面电感器和第二平面电感器，该第一平面电感器和第 二平面电感器经由电介质热禪合和电容性地禪合到地平面(冷却剂流过地平面），并且同时 彼此电容性地且电感性地禪合。关于运一点，电感器可W具有超过两个绕组并且被形成为 不含有铁素体元素。因此，可W W简单的方式使电感保持为低。
[0041] 平面电感器可W具有窄于15mm的导体路径宽度。W此方式，可W节省空间，并且可 W使得导体路径与地之间的电容禪合保持为低。在混合禪合器的情况下，多个导体路径可 W并联布置在平面中。运增大了导体路径之间的电感禪合，而不需要铁素体。如果不需要在 冷却体与用于导体路径的支撑材料之间布置铁素体，那么可W减少电感器中的损耗。
[0042] 如果禪合器单元的电感器和输出网络的电感器被至少部分地布置在电路板的层 上，则实现紧凑的构造。
[0043] 禪合器单元的电感器可W至少部分地被布置在平面中，晶体管的平面半导体器件 被布置在相同平面中或与其平行的平面中。具体而言，可W采用W下方式来对半导体器件 进行定向：其中横向电流流动穿过半导体器件的沟道被定向于相同平面中或者与其平行的 平面中。因此，可W减少从放大器的输出到输入的禪合。
[0044] 输出网络的电感器可W至少部分地被布置在平面中，晶体管的平面半导体器件被 布置在相同平面中或与其平行的平面中。具体而言，可W采用W下方式来对半导体器件进 行定向：其中横向电流流动穿过半导体器件的沟道被定向在相同平面中或在与其平行的平 面中。作为前述测量的结果，可W减少从一个放大器路径到另一个放大器路径的禪合。运是 重要的，因为两个放大器路径并非处于相同的相位。因此，可W省略放大器路径之间的屏 蔽。因而，两个放大器路径可W被布置在相同电路板上。运降低了生产成本。
[0045] 如果要产生甚至更高的功率，可W提供多个放大器级，在每种情况下，放大器级的 两个放大器路径连接到相移禪合器单元(具体而言，为90°混合禪合器），具体而言直接地进 行连接而不具有连接于其间的其它禪合器件。
[0046] 至少一个放大器路径可W具有推挽放大器。因此，可W通过放大器自身的晶体管 将要被放大的信号的每个半波放大。因此，每个放大器的溫度遍布两个晶体管，并且运导致 例如与在每个放大器仅具有一个晶体管或者每个放大器具有多个晶体管(与端子中的所有 端子并联连接)的E类放大器中相比，输出信号具有较少的谐波。推挽放大器可W被调谐得 更好，因为可W更加容易地将由此所产生的谐波过滤。另外，其适用于宽的频率范围。
[0047] 可W提供可调节电压源，该电压源连接到至少一个放大器并且向其供应电压。具 体而言，电压源可W是DC电压源，该DC电压源可W向放大器供应DC电力或DC电压。由于电压 调整的原因，具体而言，可W对输出功率的设定点中的缓慢变化作出反应。因此，可W提升 电源系统的效率或将电源系统的效率保持为高。
[0048] 可W提供用于对被施加到电压源的放大器的电压进行调整的调整单元。该调整单 元不需要W电压源被实施。例如，调整单元可WW连接到电压源的数字逻辑电路被实施。
[0049] 用于检测或确定反射因数的测量装置可W连接到调整单元。
[0050] 通过数字-模拟转换器(DAC)由数字信号产生的模拟信号可W被供应到至少一个 放大器路径。因此，可W另外进行幅值调整。对于幅值调整，可W W简单的方式产生数字信 号，其具有关于信号形式的信息W及要在DAC中产生的模拟信号的幅值。具体而言，可W通 过被存储在信号数据存储器中的信号数据值序列(通过计数器的方式读出的）来产生数字 值序列，并且运个信号数据值序列被供应到乘法器，并且借助于运个乘法器乘W从幅值数 据存储器读出的幅值数据值。具体而言，运在并行产生多个模拟信号并且随后通过禪合器 被组合W使得可W采用特别简单和快速的方式来互相调节要被禪合的信号的情况下是有 利的。使用由此产生的模拟信号激励的放大器路径特别适用于对多个放大器路径的并行操 作。因此，可W在放大器路径的输出端处W简单的方式禪合由此产生的功率，导致非常快速 并且总功率可调谐的功率转换器。负载可W是等离子体处理或气体激光器处理。
[0051] 因此，还可W将两个调整概念进行组合，具体地在一方面是幅值调整，在另一方面 是电压调整。在等离子体应用或激光器激发应用中，典型地遵循预设概述。因此，（例如，输 出功率的)所需动态范围W及设定点跳动的时刻常常是预先已知的。因此，可W同时使用两 个调整概念。因此，可W通过幅值调整的方式来实施功率上的快速变化。随后，可W再调节 电压调整并且因此可W提升效率。具体而言，在输出功率快速增大时，应当注意，要采用保 留足够调整范围的方式来提前选择电压和幅值。简言之，未计划的动态负载过程，可W想到 仅使用快速幅值调整，因为可W在短时间段内忽略系统的效率。
[0052] 放大器可W被配置为在其特性的线性范围内和在饱和状态(压缩状态）下两者转 换功率。W此方式，可W覆盖比W前更宽的功率范围。
[0053] 场效应晶体管可W具有控制输入，驱动电压经由电容性耗散电路单元连接到该控 制输入，电容性耗散电路单元具有包括并联连接的电阻器的电容性元件。因此，可W减弱不 期望的振荡。具体而言，电容性耗散电路单元可W在电源线中串联地环路连接到栅极。
[0054] 用于产生被供应到DAC的数字信号的逻辑电路单元可W是连接的DAC的上游，逻辑 电路单元具有信号数据存储器，在该信号数据存储器中存储用于产生模拟信号形式的数据 信号值。具体而言，逻辑电路单元可W另外地具有幅值数据存储器，其中，存储了影响模拟 信号的幅值的幅值数据值，W及用于将信号数据值乘W幅值数据值的乘法器。
[0055] 本发明的范围还包括使用高频功率来激发等离子体的方法，其中，模拟信号被供 应到两个放大器路径中的每一个放大器路径，并且在放大器路径中通过至少一个放大器被 放大成高频信号，所述高频信号被供应到相移禪合器单元，所述相移禪合器单元W依赖于 相位的方式来禪合高频功率信号，借助于场效应晶体管在至少一个放大器中进行放大，所 述场效应晶体管被实施为其半导体结构大部分为分层构造的半导体器件，具体而言被实施 为具有被布置在半导体器件中的沟道的平面半导体器件，电流在所述沟道中主要沿横向方 向流动，换言之电流大体上与半导体结构的层平行地流动。
[0056] 出于此目的，半导体器件可W具有第一电源端子和第二电源端子W及控制端子， 前述端子中的所有端子都被布置在半导体器件的第一面上。
[0057] 因此，与现有技术相比，可W稳定得多地产生高频功率。此外，可W在单个放大器 中实施较高的功率。不需要并联连接多个放大器路径，换言之不需要并联连接多于两个放 大器路径。可W在单个放大器器中实施超过1000 W的功率。在失配的情况下不存在部件过热 的风险。
[0058] 如果放大器被供应可调节电压，那么可W实行电压调整。
[0059] 具体而言，可W通过调整用于向放大器供应功率的电压来调节可调节电压。
[0060] 可W检测到在负载处所反射的功率的反射因数，并且可W基于所检测到的反射因 数(具体而言，反射因数的大小)来调整电压。因此，可W基于反射因数的大小来减小发生器 的功率。对(混合)禪合器的使用使得给定的最小功率所需的电压源的电压实际上与负载角 度或反射角度无关。因此，对于特定大小的反射因数，可W将电压源设定为实际上恒定的电 压。
[0061] 在各种情况下，放大器的晶体管在回退范围内变得较热的负载点和最热点处于全 功率的负载点偏移了 180°。具有最高溫度的负载点是最热点处于饱和状态或压缩状态的 点。原理上，最高点处于回退范围内的负载点不会变得一样热。运意味着可W独立于整个转 移曲线(transfer curve)的负载角度来控制具有经调整的电压的放大器。
[0062] 因此，可W在放大器的特性曲线的线性范围内W及在饱和状态或压缩状态下操作 放大器，其中压缩度大于二。运引起放大器的使用的较宽范围。
[0063] 在第一方法步骤中，可W确定反射因数的大小，并且在第二方法步骤中可W根据 反射因数的大小来设定放大器的电源电压。具体而言，可W根据所反射的功率和反射因数 的大小来设定放大器的电源电压。
[0064] 在用于激发等离子体的常规方法中，必须根据负载角度和反射因数来调节电源电 压，W便保护晶体管免于过热。因此，在失配的情况下，允许输出功率流动的速度限于可W 改变电源电压的电压的速度。
[0065] 本发明的范围还包括高频等离子体设备，该高频等离子体设备包括等离子体室， 在该等离子体室中布置了至少一个电极，根据本发明的电源系统连接到电极。
【附图说明】
[0066] 根据对本发明的实施例的W下描述、通过附图（附图示出了对于本发明必要的细 节）、并且根据权利要求，本发明的其它特征和优点将变得显而易见。个体特征均可W在本 发明的变型中的任何期望的组合中单独地或者一起被实施。
[0067] 在附图中示意性地示出并且在下文中参考附图详细地描述了本发明的优选实施 例，在附图中：
[0068] 图1是包括电源系统的等离子体系统的高度示意性的图；
[0069] 图2是电源系统的方框图；
[0070] 图3是DDS模块的方框图；
[0071]图4是LDMOS晶体管的不意图；
[0072] 图5a示出了根据现有技术的恒定输出功率和不同负载角度的放大器的电源电压；
[0073] 图5b示出了在使用混合禪合器时恒定输出功率和不同负载角度的放大器的电源 电压；
[0074] 图6示出了在p-n过渡处的作为负载角度的函数的两个晶体管的溫度；
[0075] 图7是示出多个放大器级的禪合的示意图；
[0076] 图8示出了晶体管的溫度作为负载点（load point)的函数的两个测量结果；
[0077] 图9示出了电源系统的输出功率作为负载点的函数的两个测量结果。
【具体实施方式】
[0078] 图1示出了等离子体系统1，等离子体系统1包括电源系统2。电源系统2继而包括功 率转换器3,功率转换器3可W连接到电压源网络4。功率转换器的输出端处产生的功率经由 阻抗匹配网络5传递到负载6,负载6例如可W是等离子体室，在等离子体室中产生了等离子 体，所产生的等离子体可W用于在等离子体室中进行等离子体加工。具体而言，可W对工件 进行蚀刻或者可W将材料层施加到基底。负载6也可W是气体激光器激发。
[0079] 图2是电源系统20的高度示意性的图。电源系统20具有功率转换器30,功率转换器 30产生输出功率，该输出功率可W被供应到负载6,例如等离子体处理或激光器激发。可W 将阻抗调节网络5布置在负载6与功率转换器30之间。
[0080] 数字-模拟转换器(DA031产生模拟输出信号。W图3为基础解释了模拟信号的产 生。逻辑电路单元32向数字-模拟转换器31赋值。具体而言，可W将来自逻辑电路单元32的 数字值的序列供应到DAC 31，DAC 31从该数字值的序列产生模拟输出信号。可W将DAC 31 和逻辑电路单元32集成到直接合成模块(DDS模块)33中，该直接合成模块33也被称为直接 数字合成器。在运种情况下，逻辑电路单元32包括：
[0081] 1.信号数据存储器34,在其中存储信号数据值，该信号数据值用于产生模拟信号 形式，
[0082] 2.幅值数据存储器35,在其中存储用于影响模拟信号的幅值的幅值数据值，
[0083] 3.乘法器36,乘法器36用于将信号数据值乘W幅值数据值，W及
[0084] 4.计数器37,计数器37确保在预定时钟周期内从信号数据存储器34读出该信号数 据值并且将该信号数据值供应到乘法器36。
[0085] 信号数据存储器34和幅值数据存储器35两者都可W采用查找表(LUT)的形式。
[0086] 如从图2中可见的，所产生的模拟信号被供应到第一放大器级40,并且其中，具体 而言被供应到分路器41。分路器41可W被配置为混合禪合器，该混合禪合器可W将模拟信 号分成两个相移信号（具体而言为90°相移的信号），由分路器41发射的一个信号被供应到 每个放大器路径42、43。放大器路径42、43均具有至少一个放大器42a、43a，运些放大器可W 被形成为推挽放大器并且从而均具有两个晶体管，具体而言为两个LDMOS晶体管。W电压源 44的方式提供放大器路径42、43的电压源和因此放大器42a、43aW及包含在其中的晶体管 的电压源。在放大器路径42、43中的每一个放大器路径的输出端处，提供了输出网络45、46， 所述网络使放大器42a、43a的输出阻抗适于相移禪合器单元47的输入阻抗并且同时过滤不 期望的谐波。在相移禪合器单元47中，放大器路径42、43的输出信号W依赖于相位的方式禪 合从而形成输出信号，该输出信号最终经由可选的阻抗调节网络5传递到负载6。优选地，相 移禪合器单元47是90°混合禪合器。
[0087] 可W通过适当的测量装置47来检测禪合器单元47的输出端处的输出功率。虚线49 指示测量装置48连接到电压调整系统50,电压调整系统50继而激励电压源44。具体而言，测 量装置48还可W检测被供应到负载6的功率W及被负载6反射的功率。根据运些值，可W确 定反射因数或反射因数的大小，并且继而可W用于调整电压。
[0088] 图4示出了 LDMOS晶体管60,可W在放大器路径42、43中的至少一个放大器路径的 放大器42a、43a中使用LDMOS晶体管60dLDM0S晶体管60被形成为半导体器件61。在其一面 上，半导体器件61包括两个电源端子62(源极）、63(漏极）W及控制端子64(栅极）。半导体器 件61的半导体结构大部分是分层构造。运些层被强正渗杂（例如，源极层68)、或弱正渗杂 (例如，弱正渗杂层70)、或弱负渗杂(例如，弱负渗杂漂移区域72)。运些层限定了半导体器 件61的平面结构。在与端子62、63、64的相对的面上，所述模块还具有电源端子65(源极），电 源端子65导电连接到半导体器件61内的电源端子62。经由P+渗杂区66提供导电连接。在其 下部表面67的区域中，晶体管60具有同样的P+渗杂层70作为底层。LDMOS晶体管60的下部表 面67可W连接到冷却设备，W使得在大片区域内热可W耗散至化DMOS晶体管60之外。控制端 子64(栅极)经由沟道71来控制弱P渗杂层70中的从漏极73到源极62的电流的流动。在沟道 71中，电流优选地沿横向方向流动，换言之大体上与半导体结构的层平行，如由箭头75指示 的。在漏极73与沟道71之间，存在弱渗杂rT区域，弱渗杂rT区域被称为漂移区域72。运使得源 极65与漏极73之间的电容W及栅极64与漏极73之间的电容保持为低。在漂移区域72中，具 体而言，电流也沿横向方向流动，换言之大体上与半导体结构的层平行。在此背景下，n+代 表高n渗杂，P+代表高P渗杂击代表弱P渗杂，并且rT代表弱n渗杂。在控制端子64的下方，提 供了薄氧化物层74。因此，通过将适当的电压施加到控制端子64来控制晶体管60。因此，依 据电压来控制晶体管60。根据图4的附图，还可W看出的是，晶体管60是非对称构造，并且漏 极和源极的电源端子62、63W及控制端子64被布置在晶体管60的同一面上。
[0089] 优选地，保持半导体器件的尺寸W使得半导体器件61的厚度比要由此被放大的信 号的波长小超过200倍。
[0090] 半导体器件61的宽度和/或深度应当有利地比要由此被放大的信号的波长小超过 20倍。因此，在半导体器件61中，波长效应并不显著，并且由于半导体器件61中的传播波，也 不会在要被放大的信号的谐波处出现不期望的谐波震荡。此外，可W由此减少对寄生元件 的不利影响。因此，运种布置还可W有效地用于W超过IMHz的脉冲化和调制频率对输出电 压进行脉冲化和调制。
[0091] 被形成为或具有90°混合禪合器的禪合器单元47也有利地具有W下尺寸:使得禪 合器的厚度比要由此被放大的信号的波长小超过200倍。
[0092] 用于将禪合器电容性地和电感性地进行禪合的90°混合禪合器47的线路的长度有 利地小于要由此被放大的信号的波长的十分之一。运还有助于使电源系统20稳定。
[0093] 图5a示出了放大器的晶体管60的电源电压，其为放大器的负载角度的函数，该放 大器未经由相移禪合器单元禪合(具体而言，未经由90°混合禪合器禪合）。在晶体管不会过 热的情况下，如果对于大小为0.9的反射因数要保持恒定的输出功率，那么必须根据负载角 度来改变电压。由于电压减小的原因，还减小了最大速度，在发生不正确调节的情况下可W W该最大速度来控制输出功率。具体而言，调节的速度取决于可WW其对电压源进行调整 的速度。如果电压源的调整太缓慢，那么突然的负载变化可能导致晶体管过热。
[0094]相比之下，如果借助于两个放大器路径来产生功率并且使用混合禪合器来禪合运 些放大器，那么结果是根据图化的情形。对于大小为0.9的反射因数，恒定的输出功率针对 所有的负载角度可W实质上保持恒定。运意味着电压源的电压实质上独立于负载角度。因 此，对于特定大小的反射因数，电压源可W被设定为恒定电压。调整速度不再取决于可W W 其设定电压源的速度。
[00M]图6示出了在p-n过渡处为单位的溫度，其为放大器路径42中的放大器42曰、放 大器路径43中的放大器佔曰中的两个晶体管T1、T2的负载角度常的函数。具体而言，晶体管 T1、T2形成推挽级形式的放大器，使用90°混合禪合器作为禪合器单元47来对该放大器进行 操作。在所有测量点处，反射因数的大小为I r I =0.9。对于曲线100,晶体管T2处于饱和状 态;并且对于曲线101，晶体管Tl处于饱和状态。在饱和状态下，晶体管达到小于180°C的溫 度。还在特定负载角度下，在回退范围内对溫度进行了测量。其它点100a、100b、100c、100d 示出了晶体管T2在每种情况下在回退范围内所达到的最高溫度。其它点101a、101b、101c、 IOld示出了晶体管Tl在每种情况下在回退范围内所达到的最高溫度。然而，为此，根据针对 饱和状态下的测量结果，晶体管在不同的功率范围内被操作，运意味着溫度值不是直接可 比较的。然而，运些测量结果可W用于示出，在每种情况下在一些负载角度下在回退范围内 的晶体管T1、T2变得比相同负载角度下的处于饱和状态的晶体管T1、T2更热。然而，总的说 来，在回退范围内的每个晶体管T1、T2从未变得比饱和状态下的相关联的最热点更热。运意 味着，当晶体管处于饱和状态时，达到最大溫度。然而，在回退范围内，晶体管不会变得如此 热。运仅可W通过使用相移禪合器单元47(具体而言90°混合禪合器）W及放大器中的上述 晶体管来实现。
[0096] 图7示意性地示出了电源系统200,该电源系统200具有两个放大器级40、40a，放大 器级40对应于图2中的放大器级，并且对于放大器级40a可W具有相同的设计。放大器级40、 40a的输出继而经由禪合器201禪合到可W被供应给负载6的输出功率。因此采用级联的方 式来布置放大器级40、40a的混合禪合器和禪合器201。禪合器201继而可W是相移禪合器单 元，具体而言是90°混合禪合器。禪合器201还可W是同相禪合器。
[0097] 图8示出了电源系统2、20、200的晶体管T1、T2的半导体部件61的溫度曲线的两个 测量结果，该溫度曲线为不同失配的负载点的函数，该测量结果是相对复反射因数 r = |r|*ejw而绘制的。从-1到+1的r的大小适用于上图和下图的实数部分。沿着外圈绘制 反射因数的角度9。对于50 Q的放大器的设定输出功率，通过改变负载来设定失配并且示出 了溫度曲线。对于测量结果，W脉冲模式来操作晶体管并且晶体管仅被驱动10%的时间，W 便能够评估在不破坏晶体管的情况下100 %驱动的实际溫度。
[0098] 上图示出了具有非相移禪合器单元的电源系统2的溫度分布。可W清楚地看出，溫 度可W上升到高于120°C。下图示出了具有90°混合禪合器的电源系统20的溫度分布。从此 图可W清楚地看出，溫度仅略微上升到高于80°C。运证实了使用相移禪合器单元的惊人优 点。
[0099] 图9示出了电源系统的输出功率作为负载点的函数的两个测量结果。在运两个图 中，相对复反射因数r = |r| * 绘制了输出功率，该输出功率被标准化为被供应给50 Q的功 率。沿着外圈绘制反射因数的角度？。对于50 Q的放大器的设定输出功率，通过改变负载来 设定失配，并且在图中示出了所产生的功率。上图示出了具有非相移禪合器单元的电源系 统2的输出功率。可W清楚地看出，不会在图的中屯、的50 Q点处输出最大功率。在方向 巧=11 化上失配的情况下，输出了高得多的功率。运意味着在失配的情况下，功率可^增 大。在负载快速变化的情况下，运可能导致不稳定。下图示出了包括90°混合禪合器的电源 系统20的输出功率。可W清楚地看出，不会在图的中屯、的50 Q点处输出最大功率，并且功率 随着反射因数的增大而缓慢地减小。在第二个图中，功率减小得慢得多。运可W从线的较宽 间距看出。运还使包括90°混合禪合器的电源系统20稳定得多。还可W看出，输出功率几乎 不会随着负载角度而发生变化。运意味着如果反射因数的大小保持稳定，那么输出功率仅 随着负载角度发生非常小的因数的变化。
[0100]图6、图8和图9示出了使用弧度的反射因数的角度巧，W便确保附图中的角度与溫 度之间清楚的区分。溫度为单位给出，但在附图中仅包含单位°。从弧度到度的转换是 众所周知的:V2对应于90°，31对应于180°，3V2对应于270°，并且化对应于360°。
【主权项】
1. 一种电源系统（2、20)，所述电源系统（2、20)包括功率转换器(3、30)，所述功率转换 器(3、30)产生高频功率信号并且能够连接到负载(6)以为等离子体处理或气体激光器处理 供应功率，所述功率转换器(3、30)具有包括第一放大器路径(42)和第二放大器路径(43)的 至少一个放大器级(40)，所述第一放大器路径(42)具有放大器(42a)并且所述第二放大器 路径(43)具有放大器(43a)，所述第一放大器路径(42)在所述第一放大器路径(42)的输出 端处输出第一放大器路径输出信号，并且所述第二放大器路径(43)在所述第二放大器路径 (43)的输出端处输出第二放大器路径输出信号，所述第二放大器路径输出信号相对于所述 第一放大器路径输出信号具有相位偏移，所述相位偏移不同于0°，具体而言大于0°，并且所 述相位偏移不同于180°，具体而言小于180°，所述放大器路径(42、43)连接到相移耦合器单 元(47)，所述相移耦合器单元(47)将所述放大器路径(42、43)的输出信号进行耦合以形成 高频功率信号， 所述电源系统（2、20)的特征在于：至少一个放大器(42、43a)具有场效应晶体管(60、 !'132)，所述场效应晶体管(60、1'132)被实施为其半导体结构大部分为分层构造的半导体 器件(61)，具体而言被实施为具有沟道(71)的平面半导体器件，电流在所述沟道(71)中主 要沿横向方向流动，换言之所述电流大体上与所述半导体结构的层平行地流动。2. 根据权利要求1所述的电源系统，其特征在于:所述半导体器件(61)具有第一电源端 子(62)和第二电源端子(63)以及控制端子(64)，前述端子(62-64)中的所有端子都被布置 在所述半导体器件(61)的第一面上。3. 根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于：在所述半导体器件 (61)的与所述第一面相对的面上提供了电源端子(65)，所述电源端子(65)通过所述半导体 器件(61)导电连接到第一导体端子(62)。4. 根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于:所述半导体器件在具 体而言为漏极端子的电源端子(63)与所述控制端子(64)之间、在面向端子的所述半导体器 件(61)的面上具有弱负掺杂的漂移区域(72)。5. 根据权利要求4所述的电源系统，其特征在于:所述漂移区域(72)比位于所述控制端 子(62)下方的所述沟道的宽度大。6. 根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于:所述放大器(42a、43a) 中的放大器，具体而言为每个放大器(42 &、43&)，在所述放大器(42&、43&)的输出端处具有 输出阻抗，所述输出阻抗与所述耦合器单元(47)的输入阻抗不同。7. 根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于:所述放大器(42a、43a) 中的放大器，具体而言为每个放大器(42 &、43&)，被配置为当被供应所述放大器(42&、43 &) 的功率的阻抗发生变化时所述放大器的所述输出阻抗发生变化。8. 根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于:所述放大器(42a、43a) 具有LDMOS晶体管。9. 根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于：在所述放大器(42a、 43a)与所述耦合器单元(47)之间，所述放大器路径(42、43)具有输出网络(45、46)，所述输 出网络(45、46)具有至少一个平面电感器，所述至少一个平面电感器经由电介质热耦合和 电容性地耦合到地平面，其中冷却剂流过所述地平面。10. 根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于:所述耦合器单元(47) 具有第一平面电感器和第二平面电感器，所述第一平面电感器和所述第二平面电感器经由 电介质热耦合和电容性地耦合到地平面，并且所述第一平面电感器和所述第二平面电感器 同时电容性地和电感性地彼此耦合，其中冷却剂流过所述地平面。11. 根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于:所述耦合器单元(47) 的电感器和所述输出网络(45、46)的电感器至少部分地被布置在电路板的层上。12. 根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于:所述耦合器单元(47) 的电感器至少部分地被布置在平面中，所述晶体管(60)的所述半导体器件(61)被布置在相 同的平面中或被布置在平行的平面中。13. 根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于：所述输出网络（45、 46)的电感器至少部分地被布置在平面中，所述晶体管(60)的所述半导体器件(61)被布置 在相同的平面中或被布置在平行的平面中。14. 根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于:提供了多个放大器级 (40、40&)，所述放大器级(40、40 &)的两个放大器路径(42、43)在各种情况下连接到90°混合 耦合器，特别是直接连接而没有其它耦合器件连接在所述两个放大器路径(42、43)与所述 90°混合耦合器之间。15. 根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于:提供了可调节电压源 (44)，所述可调节电压源(44)连接到所述至少一个放大器(42a、43a)并且向所述至少一个 放大器(42a、43a)供应电压。16. 根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于：所述放大器（42a、 43a)被配置为在所述放大器(42a、43a)的特性曲线的线性范围内以及在饱和状态下转换功 率。17. 根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于:所述晶体管(60)具有 控制输入端(64)，驱动电压经由电容性耗散电路单元连接到所述控制输入端(64)，所述电 容性耗散电路单元具有包括并联连接的电阻器的电容性元件。18. -种使用高频功率来激发等离子体的方法，其中，将模拟信号供应到两个放大器路 径(42、43)中的每一个放大器路径，并且通过至少一个放大器(42a、43a)在所述放大器路径 (42、43)中将所述模拟信号放大成高频信号，将所述高频信号供应到相移耦合器单元(47)， 所述相移耦合器单元(47)以依赖于相位的方式将所述高频功率信号耦合，所述方法的特征 在于:借助于场效应晶体管(60)在至少一个放大器(42a、43a)中进行放大，所述场效应晶体 管(60)被实施为其半导体结构大部分为分层构造的半导体器件(61)，具体而言被实施为平 面半导体器件(61)，其在所述半导体器件中布置有沟道，电流在所述沟道中主要沿横向方 向流动，换言之所述电流大体上与所述半导体结构的层平行地流动。19. 根据权利要求18所述的方法，其特征在于：能够检测到在负载(6)处反射的功率的 反射因数，并且能够基于所检测到的反射因数，具体而言基于所述反射因数的大小，来对电 压进行调整。20. 根据前述权利要求18和19中的任一项所述的方法，其特征在于：在所述放大器 (42a、43a)的特性曲线的线性范围内以及在饱和状态下操作所述放大器(42a、43a)。21. 根据前述权利要求18至20中的任一项所述的方法，其特征在于:在第一方法步骤中 确定所述反射因数的大小，并且能够在第二方法步骤中根据所述反射因数的所述大小来设 定所述放大器(42a、43a)的电源电压。22. 根据前述权利要求18至21中的任一项所述的方法，其特征在于:能够根据所述反射 因数的所述大小和所反射的功率来设定所述放大器(42a、43a)的所述电源电压。23. -种高频等离子体设备，其包括等离子体室，在所述等离子体室中布置了至少一个 电极，根据权利要求1至17中的任一项所述的电源系统(2、20)连接到所述电极。
【文档编号】H01J37/32GK105830196SQ201480069013
【公开日】2016年8月3日
【申请日】2014年12月16日
【发明人】A·阿尔特, A·格雷德, D·格吕纳, A·拉班茨
【申请人】通快许廷格两合公司