专利名称：开关调节器电路的改进的制作方法
技术领域：
本发明涉及开关调节器电路，尤其是涉及利用斜率补偿(slopecompensation)技术来稳定该调节器的开关调节器电路。
背景技术：
由于开关调节器能提供比线性调节器更高的频率，所以其在DC-DC变换中被广泛使用。在大多数的基本构成中，它们通常包括电感器，电容器，二极管，以及在充电和放电状态之间交替切换电感器的开关。这些基本元件经布置后可构成降压型(step-down(buck))，升压型(step-up(boost))或倒相降压-升压型(inverting buck-boost)调节器。
开关的控制先前是通过诸如“电压模式控制”或“电流模式控制”等技术来实现的。在一个基本的恒定频率电流模式控制降压型转换器中，开关与输入电压相连，并且在一个时钟周期开始时闭合。闭合开关会引起连接在开关和转换器输出之间的电感器中的电流上升。这个电流受到监测，并且与误差信号放大器的输出进行比较。当电感器电流监测器的输出电压超过误差信号放大器的输出电压时，开关断开，直到下一个时钟周期的开始时刻才接通。采用这种方法，将输出电压控制到所需的数值。
在电流模式控制调节器中存在着众所周知的现象，即当转换器的占空比(开关接通时间/时钟周期)大于50％时，会出现次谐波振荡。次谐波振荡是一种不希望在电感器电流中出现的重复模式，其每隔一个或更多的周期出现。(参见R.W.Erickson，D.Maksimovic，Fundamentals of PowerElectronics，第二版，Kluwer Academic Publishers，2001，pp.439-449)。
同样也众所周知，次谐波振荡问题能够利用被称为“斜率(slope)(或斜坡(ramp))补偿”的技术来解决。通常的做法是将预先设定的独立于占空比的同步锯齿波信号(各种术语包括人造斜坡、补偿斜坡或不严谨但简单地称为“附加斜率”)添加到所测量的电感器电流上升斜率上，或者可替换地，从误差信号放大器的输出中减去一个类似的信号。为了确保对于一直到100％的所有占空比的稳定性，这个斜坡的斜率应当等于期望最大电感器电流下降斜率的至少一半。
DC-DC转换器经常具备一些装置来限制电感器中的电流。存在着许多不同的方法来实现此电流限制，但通常方便的是使用“电感器电流加附加斜率”信号来生成电流限制(current limit)。这样的例子很普遍，并且这样做的一个方法是简单地限制(“箝位”)误差信号放大器的电压输出。在这种情况下，误差信号放大器不仅用于控制转换器，而且还用于限制电流。这样做的一个缺陷是由于存在“附加斜率”，当在误差信号放大器输出上使用固定的电压限制时，电流限制对于不同的占空比具有不同的数值。这就意味着电感器中的实际最大电流会随着占空比而按比例下降。
US-A-6611131公开了一种可消除“附加斜率”对于电流限制的影响的技术，通过借助于受此斜率补偿电路控制的可调电压箝位电路，来按周期使电流限制增加与斜率相等的数量。然而，由于次谐波振荡将在电流限制中出现，所以这种技术也存在与完全没有斜率补偿的电流限制比较一样的问题。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种DC-DC调节器，其能减轻在现有技术中的这些不足，并且解决次谐波振荡问题，从而在其大多数运行期间能够保持基本稳定的电感器电流限制，而独立于占空比。
根据本发明的第一个方面，提供一种电流模式开关调节器，至少包括电感器；用于控制流经所述电感器的电流的主开关；以及用于周期性操作主开关的反馈控制电路，并且改变主开关的占空比，使得调节器的输出电压基本维持在所期望的电平，所述反馈控制电路进一步包括斜率补偿电路，该斜率补偿电路用于向代表反馈输出误差信号电压的信号和代表电感器电流的信号之间的比较引入偏移量(offset)，其中所述调节器进一步包括电流限制电路，该电流限制电路用于响应电流限制参考信号以控制所述主开关，所述电流限制电路包括调节电路，该调节电路用于响应超过一个先前周期的占空比来调节所述电流限制参考信号，使得与所述输出电压无关地限制电感器中的电流并且限制至一个数值，在稳定的情况下，该数值基本独立于占空比。
将电感器中的电流限制至基本独立于占空比的一个数值，应当理解为表示在稳定情况下，电感器电流受限制的数值独立于占空比，但允许在占空比发生变化时而变化，此数值经过数个周期将被恢复到先前电平。借助这个技术，本发明找到一种方法来提供电流模式电压调节器，具有斜率补偿，并且具有独立于占空比的稳态电感器电流限制，而在电流限制中没有次谐波振荡。
所述电流限制电路根据电流限制参考信号与反馈输出误差信号电压信号、电感器电流信号和斜率补偿信号中的一个或其组合的组合，来控制主开关。
所述调节电路进一步包括低通滤波器，该低通滤波器经布置以关于每个周期接收代表该时钟周期的占空比的数值，以及合并关于几个时钟周期的数值以生成所述电流限制参考。优选地，这个低通滤波器具有低于调节器时钟频率的拐角频率(comer frequency)。在一个实施例中，低通滤波器的拐角频率比调节器时钟频率低一个数量级。
在运行中，所述斜率补偿电路在每个时钟周期期间产生具有预定幅度的斜坡信号，以及所述调节电路包括采样保持电路，可在每个周期中运行以捕捉代表由该时钟周期的占空比所确定的斜坡幅度比例(proportion ofthe ramp amplitude)的数值。
可选择地，所述调节电路可经布置以生成斜坡信号，该斜坡信号复制在所述斜率补偿电路内生成的斜坡信号，使用此复制斜坡信号来关于每个时钟周期产生代表由该时钟周期的占空比所确定的斜坡幅度比例的数值。在运行中，与主开关的打开同相地中断复制斜坡信号的生成，以便仅仅使所述代表数值具有斜坡，随后保持其值以用于生成电流限制参考信号。可连接采样保持电路，以接收所述复制斜坡信号和保持所述代表数值。
进一步提供换算电路(scaling circuitry)，以换算电路不同部件的信号，从而例如充分利用可用的信号活动空间。所述换算电路经布置后换算所述中间信号，其具有与补偿斜坡信号不同的标度(scale)，从而维持总体信号传递函数(signal transfer function)与未经换算的电路相同。这种换算包括在电流和电压表示之间换算或转换信号，以相应于补偿斜坡信号的比例(proportion of the compensatory ramp signal)换算所述信号。
所述电流限制电路可进一步包括作用于所述反馈控制电路的箝位电路，所述箝位电路受到所述电流限制参考信号的控制。所述箝位电路可包括比较器和晶体管，如此布置使得比较器比较代表反馈输出误差信号电压的信号和电流限制参考信号，如果代表反馈输出电压的信号超过电流限制参考信号，那么引起代表反馈输出电压的信号被箝位，所述晶体管将多余的电流转移接地。
可替换地，调节器如此布置，使得所述电流限制电路根据电流限制参考信号与电感器电流信号和所述斜率补偿信号的组合的比较，来控制主开关。所述电流限制电路包括比较器，用于比较电流限制参考信号和代表经所述斜率补偿电路偏移后的电感器电流的所述信号，如果代表电感器电流的信号超过电流限制参考信号，则不管代表反馈误差信号电压的信号和代表经所述斜率补偿电路偏移后的电感器电流的信号之间的比较结果如何，都复位所述主开关。这样做是通过提供一个或门，使得若代表经所述斜率补偿电路偏移后的电感器电流的信号超过电流限制参考信号或代表反馈输出电压的信号，则复位主开关。
调节器可包括整流器。所述整流器可为二极管，或经布置以与所述主开关同步运行的第二个开关。所述主开关和第二个开关经布置以在大多数操作模式中相互反相。在某些运行模式中，两个开关都打开。调节器经布置以作为降压型(buck(step-down))，升压型(boost(step-up))或倒相降压-升压型(inverting buck-boost)调节器。
调节器包括用于测量电感器中电流的电流监测器。
所述反馈控制电路包括误差信号放大器，该误差信号放大器用于通过比较所述调节器输出和固定参考，以生成所述代表来自调节器输出的反馈误差信号电压的所述信号。
调节器可进一步提供电路，以将所述斜坡信号添加到所测量的电感器电流的上升斜率，或者可替换地，从所述电流限制参考信号中减去该斜坡。
在本发明的另一个方面，提供一种电流模式开关调节器，至少包括主开关，其控制流经电感器的电流；比较器，其根据电感器中的电流和从调节器电压输出反馈的参考信号以控制主开关，由此所述主开关的占空比，以及因此电感器中的峰值电流，将变化以补偿输出电压中的变化；信号生成器，其用于产生斜坡信号，以及通过利用所述斜坡信号，使比较器输入信号中的一个相对于另一个偏移，来使用所述斜坡信号实现斜率补偿；以及电流限制电路，其用于产生相应于补偿斜坡信号比例的限制调节信号，所述比例依赖于调节器的超过一个先前时钟周期的占空比，以及使用所述限制调节信号来箝位比较器输入信号中的一个；从而在稳定状态下，基本维持电感器电流限制独立于占空比。
在本发明的又一个方面，提供一种电流模式开关调节器，至少包括主开关，其控制流经电感器的电流；比较器，其根据电感器中的电流和从调节器电压输出反馈的参考信号以控制主开关，由此所述主开关的占空比，以及因此电感器中的峰值电流，将变化以补偿输出电压中的变化；信号生成器，其用于产生斜坡信号，以及通过利用所述斜坡信号，使比较器输入信号中的一个相对于另一个偏移，来使用所述斜坡信号实现斜率补偿；以及电流限制电路，其用于相应于补偿斜坡信号比例产生限制调节信号，所述比例依赖于调节器的超过一个先前时钟周期的占空比，以及使用所述限制调节信号来获得用于与代表电感器中电流的信号进行比较的限制信号，由此利用所述斜坡信号使限制信号或代表电感器中电流的信号相对于另一个信号偏移；从而在稳定状态下，基本维持电感器电流限制独立于占空比。
在上面的所有内容中，技术人员将理解在可能的情况下，电路应当包括软件或固件实现方案。
将参照附图，仅以示例方式，描述本发明的具体实施例，其中图1表示基本的现有技术的电流模式开关调节器；图2表示代表所测量的电感器电流的信号和误差信号放大器输出在三个时钟周期上的时序图；图3表示又一个时序图，其中所测量的电感器电流呈现出次谐波振荡；图4表示一个时序图，其中已利用公知的斜率补偿技术来防止次谐波振荡；图5表示电流限制按周期变化以允许进行斜率补偿的时序图；图6表示根据本发明第一个实施例的调节器；图7表示在图6的电路中不同点处的时序图；图8表示根据本发明的实施例来调节箝位电平的时序图；图9表示根据本发明实施例的在箝位电平下工作的调节器的时序图；以及图10表示根据本发明的第二个实施例的调节器。
具体实施例方式
图1表示基本的恒定频率的降压转换器的方框图，尽管很清楚此原理同样也可应用于任意的电流模式控制的恒定频率DC-DC转换器。该降压转换器包括电源VIN，开关100，电感器110，二极管120(这可以使用相对于开关100反相运行的开关来代替)，电容器130，误差信号放大器140(其具有可选择的补偿网络，在此图上未显示)，以及参考电压源VREF，比较器150，电流监测器160和锁存器170(一个输入为时钟CLK)，所有的元件如图所示相互连接。在运行过程中，开关100连接至输入电压VIN，并且在时钟周期的开始时刻闭合。闭合开关会使得连接在开关100和转换器输出VOUT之间的电感器110中的电流上升。这个电流受到电流监测器160的监测，并且比较器150将其与误差信号放大器140(其的一个输入来自转换器的输出，另一个输入连接至参考信号VREF)的输出进行比较。当电感器电流监测器160的输出电压超过误差信号放大器140的输出电压时，锁存器170复位，并且开关100打开，直到下一个时钟周期开始时才闭合。比较器130运作使输出平滑。采用这种方法，将电压VOUT控制到所需的数值。这些类型的转换器在现有技术中已为众所周知。
应当指出的是，在一些实施例中，包括此处描述的一个实施例，所测量的电感器电流可采用电压来表示，涉及实际的电感器电流乘以事先设计的换算因子或互阻。可替换地，这个信号可为电流，可能用无量纲的换算因子来关于实际电流进行换算。在实施例中的其它信号同样可为电流而不是电压，连同适当选择其它部件，例如选择跨导而不是电压放大器，电流比较器而不是电压比较器，开关电流而不是开关电容器滤波器等。在设计中可方便地换算电路中不同部件的信号，例如充分使用可用的信号活动空间，而且将进行这种换算以便整体运行都等效。
图2表示在多个时钟周期内的误差信号放大器的输出(线段200)和所测量的电感器电流的变化(线段210)(更为严格地说，这是在电压域内表示电流的信号，随后的描述了“电流”信号的图同样是这种情况)。当开关100闭合时，电感器110连接至VIN，于是其电流上升。当所测量的电感器电流等于误差信号放大器140的输出时，比较器150的输出改变，由此打开开关100。这会使得电感器上的电压改变极性和幅值，从VIN-VOUT变化为0V-VOUT，从而使得电感器电流呈负向斜坡。
然后，在下一个时钟周期的开始时刻，开关100闭合，电感器电流又开始上升。
为了清楚明了，误差信号放大器的输出VERR在这个时标(timescale)内表示为恒定不变。实际中，由于电压纹波和负载变化会引起VOUT调整，这个VERR电平会存在一些调整，但这种调整通过去耦而变小，并且不会影响到电路在几个周期的时标内的基本运作。
图3表示众所周知的次谐波振荡现象。如前所述，其表示在多个时钟周期内的误差信号放大器的输出(线段300)和所测量的电感器电流的变化(线段310)。次谐波振荡是一种在电感器电流中的重复模式，其每隔一个或更多的周期出现。对于占空比(接通时间/周期)小于50％的情况，来自额定运行点(nominal operating point)的任意扰动都将随时间逐渐消失，然而当占空比增加到50％以上时，这些扰动会随时间而增长。这就是次谐波振荡。
如前描述的，同样也众所周知，次谐波振荡问题能够利用被称为“斜率(或斜坡)补偿”的技术来解决。通常的做法是将预先设定的独立于占空比的同步锯齿波信号添加到所测量的电感器电流上，或者可替换地，从误差信号放大器的输出中减去一个类似的信号。为了确保对于一直到100％的所有占空比的稳定性，这个斜坡的斜率ma应当等于电感器电流下降斜率的期望最大幅度的至少一半，-m2。
图4表示如何使用斜率补偿来防止次谐波振荡。它表示如同图1中的误差信号放大器输出400和所测量的电感器电流410的曲线图，以及表示已减去附加斜率的误差信号放大器输出420的曲线图。通过从误差信号放大器输出中减去斜率，当所测量的电感器电流等于误差信号放大器输出减去这个附加斜率时，比较器输出发生变化。这样消除了次谐波振荡。通过将斜率补偿添加到所测量的电感器电流中，而不是从误差信号放大器输出中减去此斜率补偿，能够准确地得到相同的结果。
在DC-DC转换器中，通常能方便地使用“误差信号放大器输出减去斜率”或“电感器电流加上斜率”的信号，来实现电流限制。存在着许多公知的方法来进行电流限制，普遍的方法是仅仅限制(或“箝位”)误差信号放大器的电压输出。在这种情况下，这意味着误差信号放大器信号不仅用于转换器的控制，而且还用于电流限制。一个缺点是当箝位电平固定时，“附加斜率”的作用将导致调节器的实际电流限制产生变化，并且依赖于占空比。例如，在图4中，每个周期的电流限制依赖于线段410与线段420的相交处，这依赖于占空比，进而依赖于诸如输入电压等因素以及负载电流需要量。
图5表示在US-A-6611131中公开的方案结果，其通过按周期使电流限制增加相同数量，来试图消除“附加斜率”对于电流限制的影响。它表示电流限制500，所测量的电感器电流510和“电感器电流加上斜率”信号520。可以看到，所测量的电感器电流510表示出如同在没有使用斜率补偿的图3中的所测量的电感器电流310一样的次谐波振荡。
图6表示根据本发明实施例的电路。这表示添加了斜率补偿的图1的电路。除了图1的各部件600-670(对应于100-170)之外，这个电路包括如所示布置的斜坡生成器665，箝位电路695，电流源672，又一个开关675，积分器680，采样保持电路682和低通滤波器685。为了实现斜率补偿，斜坡生成器665产生补偿的斜坡信号，该信号被添加到来自电流监测器660的所测量的电感器电流，然后输入至比较器650。在误差信号放大器640的输出VERR上放置有箝位电路695。箝位电路695接收电流限制参考信号VCL，其包含代表恒定电流ILIM的电压VLIM，当没有使用斜率补偿时，电压VLIM设置箝位限制以及由此设置电感器中的最大电流，电压VLIM被添加到代表信号IADJ的限制调节电压VADJ上，以便调整这个箝位限制值，从而补偿所使用的任意斜率补偿。这保证了通过电感器610的最大电流基本上保持恒定，而与占空比无关。用于调节箝位限制的信号VADJ通过设计与依赖于占空比的“附加斜率”的分数(fraction)相应。为了保证这分数依赖于超过一个先前占空比，这个信号首先经过低通滤波器685。这样可避免次谐波振荡，但电流限制仍将如ILIM所设置的保持不变(至少在几个周期之后)。实际上，在调节器的输入和输出处的去耦将保证输入电压和负载电流需要量基本不随周期而变化，因此从实际限制电流恢复到其所要求值ILIM过程中的延迟将不会导致受限电流的实质变化。
在这个实施例中，VADJ来自于斜坡信号，此斜坡信号为由斜坡生成器665产生的斜坡信号在每个时钟周期的至少一部分中的复制物。这个斜坡信号通过将恒定电流IINT从电流源672流经积分器680而产生，该积分器680可能只是电容器。在被积分之前，电流IINT流过与开关600同相的开关675，由此当闭合开关600时(即时钟周期的“接通部分”)，才发送这个电流。因此，所产生的这个中间信号斜坡上升，在时钟周期的“接通部分”的持续时间内复制由斜坡生成器665产生的斜坡信号，并且在时钟周期的剩余时间内保持已获取的斜坡值。然后，在每个时钟周期的末端将中间信号复位至0。接着，将中间信号经过采样保持电路682，并且在输入至箝位电路695之前，由滤波器685进行低通滤波。
斜坡生成器665是利用电流源向电容器充电，随后电容器在每个时钟周期的末端放电，来产生斜波。如果这样的话，若两个信号都是利用相同数值的电流源电流和电容来生成，那么在积分器680输出处的斜坡信号为斜坡生成器665输出的复制物。可替换地，借助相同的因子可方便地换算电流源672的电流及其负载电容，以得到相同的输出斜坡电压。另一种可能性是通过分别换算电流或电容，来关于补偿斜坡信号m换算中间信号，以补偿在调节器的其它位置引入的其它信号换算，例如优化信号摆幅。
一种可选择的方案是利用来自斜坡生成器665输出的电压(或此处的复制的补偿斜坡电流，如果665为电流输出)，并且在每个时钟周期一部分的末端采样保持这个斜坡，以提供同样的依赖于占空比的中间信号。
箝位放大器输出的各种方法已众所周知。箝位电路695可以只是双极性晶体管，其发射极连接VERR，基极连接VCL，集电极接地，VLIM合适地偏移以补偿晶体管的基极-发射极电压VBE。优选且更为精确地，箝位电路695包括晶体管和比较器。比较器比较误差信号放大器和电流限制信号。如果误差信号放大器的输出超过电流限制信号，那么比较器接通晶体管，随后晶体管将来自误差信号放大器640的输出的过量电流转移接地，结果箝位了误差信号放大器的输出。
积分可以简单地使用电容器来实现，随后利用更大的电容器来过滤所产生的信号，例如通过短暂地将第一个电容器与更大的电容器相并联连接，以便在每个时钟周期中共同充电一段短暂时期。可替换地，还可使用众所周知的基于运放(op-amp-based)的积分器电路。
电流源IINT和在680内的积分电容器可以设计为等同于在斜坡生成器665内的等效器件对于一个集成电路实现，由于在半导体集成电路内的相对精度非常高，所以在补偿斜坡电压和以“占空比”为因子的电压VADJ之间存在非常好的匹配。
选择低通滤波器的拐角频率比转换器的时钟频率更低。例如，若拐角频率低10倍，那么在大约5个滤波器时间常数后，才能在低通滤波器的输出中完整看到所谓10％的转换器占空比的变化(在这个例子中，时间常数为10/(2×π×fCLK)≈1.6×TCLK(其中fCLK为时钟频率，TCLK为时钟周期))。
图7表示在上面电路的某个点处所产生的信号。线段710表示用于开关675，600的控制信号。线段720表示在积分器680输出处的中间信号。线段730表示在采样保持电路682的输出处的信号，以及线段740表示在低通滤波器685的输出处的限制调节信号VADJ。由于占空比在第一个周期后增大，更大比例的斜坡(对应于新的占空比)流入采样保持电路682的输入。到第二个周期结束时，由采样保持电路所保持的信号将比先前周期要高。随后，这个信号流过低通滤波器685，其保证阶梯式递增的信号VADJ740利用多个时钟周期来增大。仅为了说明目的，假定滤波器为脉冲响应(0.5，0.5)的二级FIR滤波器(可能使用开关电容器)，所以一开始就增加所需阶梯式递增的一半，剩下的另一半在下一个时钟周期增加。更为实际地，可选择按照十个或二十个周期甚至更多周期的顺序而持续的响应。同样地，低通滤波器可为具有电阻器和电容器的更为传统的连续时间滤波器。这会导致VADJ持续变化，而不是所示的分段恒定，但整体运行非常相似。同样如上所述，一些或所有信号都可为电流域，在这个情况下可以应用开关电流滤波器。
图8表示图7中所示变化的结果，其中在两个周期内将电流限制恢复到其先前电平。线段810表示电流限制参考信号VCL，以设置箝位限制。在这个实施例中，在与参考信号VERR相比较之前，将补偿斜坡信号添加到所测量的电感器电流上。这在数学上等价于将电感器电流与参考信号减去补偿斜坡信号相比较，所以为了帮助说明，迹线820表示参考信号减去补偿斜坡信号，虽然这个信号在实施例中可能不存在。迹线830表示在比较器650转变时(此时所测量的电感器电流840与这个计算出的波形820相交)产生的电平，由此产生电流限制。
在这个例子中，调节器工作于电流限制之处，误差信号放大器输出VERR被箝位电路保持于箝位限制之处。例如，当负载电流需要量减少时，运行在电流限制处的这个降压转换器的输出电压VOUT将升高，因此上坡斜率(依赖于VIN-VOUT)将减少，而电感器电流的下坡斜率(依赖于VOUT)将增加。结果占空比增大(在第一个时钟周期之后所示)，所产生的电流限制因斜率补偿的作用而开始降低。接着，随着限制调节信号稳定到其新数值，箝位限制在每一个周期中增加，直到箝位限制达到适合于占空比的新数值为止，得到与先前相同的最大电感器电流。当然，更可能地，电流限制的变化更加连续，并且可能在多个周期上均匀化。
应当了解到，上面电路的工作只是调节箝位限制，来补偿斜率补偿对电流限制的影响。因此，这种调节只是在电路运行于或接近电流限制时才有是相关的。当低于这个限制运行时，误差信号放大器的输出电平低于箝位限制，调节器正常工作(尽管已经在箝位限制通常固定，与电路是否运行在电流限制处无关)。这种情形如图9所示。
在图9中，线段910表示电流限制参考信号VCL，用以设置箝位限制。线段920表示参考信号减去补偿斜坡信号(这样表示是为了说明目的，但通常在电路中不存在或不需要)。线段930表示实际产生的电流限制。线段940表示所测量的电感器电流，线段950表示在误差信号放大器输出处的信号VERR，以及线段960表示在误差信号放大器输出处的信号VERR减去补偿斜坡信号(再一次计算)。
在这个运行的实例中，负载电流需要量增加，最初引起VOUT下降。这使得误差信号放大器的输出950(在这种情况下没有被箝位)增加，如这个迹线在第一组三个周期中的向上斜率所示，这使得占空比增大。增加的占空比引起电感器中的峰值电流增大，并且最终稳定到适于新负载的一个新数值。可以看到，还可调整箝位限制910以适应新的占空比，但当峰值电感器电流没有达到电流限制时，这种变化对调节器或其输出不起其它作用。线段930表示除了故意强制实行的稳定时间以外，电流限制不随占空比而变化。
图10表示图6中电路的另一种可替换电路。如前所述，误差信号放大器640连接比较器650，比较器650的另一个输入为所测量的电感器电流和斜率补偿信号的组合。然而，在这种例子中，没有箝位电路695，电流限制参考信号VCL直接施加到第二个比较器1000的输入，在第二个比较器1000中将电流限制参考信号VCL与所测量的电感器电流和斜率补偿信号的组合进行比较。利用或门1010逻辑组合这两个比较器650，1000。
在运行过程中，当不处于电流限制时，即当箝位电路没有箝位该电路中的误差信号放大器输出时，比较器650如关于图6的先前所述的那样运行。每个周期，当电感器电流已上升至由误差信号放大器640所确定的数值时，它产生第一个控制信号来断开主开关，由此控制电感器电流至提供所需输出电压所需要的数值。
比较器1000将所测量的电感器电流和斜率补偿信号之和与电流限制参考信号VCL进行比较，VCL为VLIM和调节信号VADJ之和。如果所测量的电感器电流上升为很高的数值，那么比较器1000产生第二个控制信号以在周期中该时刻断开主开关。在稳定状态下，VADJ将稳定至可消除斜率补偿信号对电流限制的影响的数值，因此电流阈值将为当所测量的电感器电流相应于VLIM时的数值。
如果任一条件满足，也就是斜率补偿电流监测器660的输出信号超过误差信号放大器输出VERR或信号(＝VLIM+VADJ)，则将这两个控制信号输入至“或”门1010，以使锁存器670复位。每个时钟周期，如果调节器没有处于电流限制下，则首先出现前者；如果调节器处于电流限制下，则首先出现后者，也就是，在达到满足负载电流需要量所需要的数值以前，不得不限制电感器电流。
可以想到，此处所公开的这种技术具有许多应用。一种应用是在音频功率控制电路上。还可以使用在提供用于显示的背光(例如，使用白色LEDs)的电路中。同样特别适合于照相机闪光灯电路，其易于在闪光期间运行于电流限制之下。
类似技术还可以用于防止在相关电路中的次谐波振荡，例如在D类音频放大器中(例如，M.Berkhout，“Integrated Overcurrent Protection Systemfor Class-D Audio Power Amplifiers”，IEEE J.Solid-State Circuits，vol.40，no.11，pp.2237-2245，Nov.2005)。
前述的例子只是为了说明目的。例如，除了所描述的降压转换器之外，转换器可为任意类型的DC-DC转换器，例如升压转换器或倒相或非倒相的降压升压转换器。积分器、斜坡生成器、箝位电路或采样保持电路，可为已知或设计好的任意种类。或者，代替采样保持电路，可以交替使用另一个电流源(如672)、开关(如675)及积分器和电流源672、开关675及积分器680，而在每一种情况下，在开关闭合之前，都使开关打开维持另一个周期(因此在该另一个周期期间保持信号稳定不变)。接着，将产生的信号复合(multiplex)到一起，以得到由部分产生信号所构成的信号，将其在整个周期内保持(开关打开)。
因此，应当理解到，在不偏离本发明的实质和范围的情况下，可以设想其它的实施方式和变化。
权利要求
1.一种电流模式开关调节器，至少包括电感器；主开关，其用于控制流经所述电感器的电流的；以及反馈控制电路，其用于周期性操作所述主开关，并且改变所述主开关的占空比，使得调节器的输出电压基本维持在所期望的电平，所述反馈控制电路进一步包括斜率补偿电路，所述斜率补偿电路用于向代表反馈输出误差信号电压的信号和代表电感器电流的信号之间的比较引入偏移量，其中所述调节器进一步包括电流限制电路，所述电流限制电路用于响应电流限制参考信号以控制所述主开关，所述电流限制电路包括调节电路，所述调节电路用于响应超过一个先前周期的占空比来调节所述电流限制参考信号，使得与所述输出电压无关地限制电感器中的电流，并且限制至一个数值，在稳定状态下，所述数值基本独立于占空比。
2.根据权利要求1所述的调节器，其中所述电流限制电路基于电流限制参考信号与所述反馈输出误差信号电压信号、电感器电流信号和斜率补偿信号中的一个或其组合的组合，来控制主开关。
3.根据权利要求2所述的调节器，其中所述电流限制电路借助于箝位电路作用于所述反馈控制电路来控制主开关，所述箝位电路受到所述电流限制参考信号的控制。
4.根据权利要求3所述的调节器，其中所述箝位电路可操作来比较代表反馈输出误差信号电压的信号和电流限制参考信号，如果代表反馈输出误差信号电压的信号超过电流限制参考信号，则使得代表反馈输出误差信号电压的信号被箝位。
5.根据权利要求4所述的调节器，其中所述箝位电路至少包括比较器以及晶体管，所述比较器用于比较代表反馈输出误差信号电压的信号和电流限制参考信号，所述晶体管用于将多余的电流转移接地，以箝位所述代表反馈输出误差信号电压的信号。
6.根据权利要求2所述的调节器，其中所述调节器是如此布置使得所述电流限制电路基于电流限制参考信号与电感器电流信号和所述斜率补偿信号的组合的比较，来控制主开关。
7.根据权利要求6所述的调节器，其中所述电流限制电路包括用于比较电流限制参考信号和所述代表经所述斜率补偿电路偏移后的电感器电流的信号的比较器，如果代表经所述斜率补偿电路偏移后的电感器电流的信号超过电流限制参考信号，不管代表反馈误差信号电压的信号和代表经所述斜率补偿电路偏移后的电感器电流的信号之间的比较结果如何，都复位所述主开关。
8.根据权利要求7所述的调节器，其中所述电流限制电路进一步包括一个或门，使得若代表经所述斜率补偿电路偏移后的电感器电流的信号超过电流限制参考信号或代表反馈输出电压的信号，则复位主开关。
9.根据先前任意一项权利要求所述的调节器，其中所述调节电路进一步包括低通滤波器，所述低通滤波器布置成接收各周期代表该时钟周期的占空比的数值，以及合并关于几个时钟周期的数值以生成所述电流限制参考。
10.根据权利要求9所述的调节器，其中所述低通滤波器具有低于调节器时钟频率的拐角频率。
11.根据权利要求10所述的调节器，其中所述低通滤波器的拐角频率比调节器时钟频率低一个数量级。
12.根据先前任意一项权利要求所述的调节器，其中运行中的所述斜率补偿电路在各时钟周期期间产生具有预定幅度的斜坡信号，以及所述调节电路包括采样保持电路，所述采样保持电路可在各周期中运行，以捕捉代表由该时钟周期的占空比所确定的斜坡幅度比例的数值。
13.根据权利要求1至11的任意一项所述的调节器，其中所述调节电路经布置成生成斜坡信号，复制在所述斜率补偿电路内生成的斜坡信号，所述复制斜坡信号用于在各时钟周期产生代表由该时钟周期的占空比所确定的斜坡幅度比例的数值。
14.根据权利要求13所述的调节器，其中在运行中，所述复制斜坡信号的生成与主开关的打开同相地被中断，以便仅使所述代表数值具有斜坡，随后保持其值以用于生成所述电流限制参考信号。
15.根据权利要求12或13所述的调节器，其中所述采样保持电路被连接成接收所述复制斜坡信号和保持所述代表数值。
16.根据先前任意一项权利要求所述的调节器，其中进一步设置有换算电路，以换算电路不同部件中的信号。
17.根据权利要求16所述的调节器，其中所述换算电路被布置成换算由所述调节电路使用的中间信号来生成所述电流限制参考信号，其具有与补偿斜坡信号不同的标度，从而维持整体信号传递函数与未经换算的电路相同。
18.根据权利要求16或17所述的调节器，其中所述换算包括在电流和电压表示之间换算信号，以便相应于补偿斜坡信号的比例换算所述信号。
19.根据先前任意一项权利要求所述的调节器，其中所述调节器包括整流器。
20.根据权利要求19所述的调节器，其中所述整流器为二极管。
21.根据权利要求19所述的调节器，其中所述整流器为第二个开关，所述第二个开关被布置成与所述主开关同步运行。
22.根据权利要求21所述的调节器，其中所述主开关和第二个开关被布置成在大多数操作模式中相互反相。
23.根据先前任意一项权利要求所述的调节器，其包括用于测量所述电感器中电流的电流监测器。
24.根据先前任意一项权利要求所述的调节器，其中所述调节器被布置作为减压(降压)调节器。
25.根据权利要求1至23中任意一项所述的调节器，其中所述调节器被布置作为升压(升压)调节器。
26.根据权利要求1至23中任意一项所述的调节器，其中所述调节器被布置作为减升压调节器。
27.根据先前任意一项权利要求所述的调节器，其中所述反馈控制电路包括误差信号放大器，所述误差信号放大器用于通过比较所述调节器输出与给定参考，生成代表来自调节器输出的反馈误差信号电压的信号。
28.一种电流模式开关调节器，至少包括主开关，其控制流经电感器的电流；比较器，其基于电感器中的电流和从调节器的电压输出反馈的参考信号来控制主开关，由此所述主开关的占空比，以及因此电感器中的峰值电流，会变化以补偿输出电压中的变化；信号生成器，其用于产生斜坡信号，以及通过利用所述斜坡信号，使比较器输入信号中的一个相对于另一个偏移，来使用所述斜坡信号实现斜率补偿；以及电流限制电路，其用于产生相应于补偿斜坡信号的比例的限制调节信号，所述比例依赖于超过调节器的一个先前时钟周期的占空比，以及使用所述限制调节信号来箝位比较器输入信号之一；从而基本维持电感器电流限制独立于占空比。
29.一种电流模式开关调节器，至少包括主开关，其控制流经电感器的电流；比较器，其基于电感器中的电流和从调节器的电压输出反馈的参考信号来控制主开关，由此所述主开关的占空比，以及因此电感器中的峰值电流，会变化以补偿输出电压中的变化；信号生成器，其用于产生斜坡信号，以及通过利用所述斜坡信号，使比较器输入信号中的一个相对于另一个偏移，来使用所述斜坡信号实现斜率补偿；以及电流限制电路，其用于产生相应于补偿斜坡信号的比例产生的限制调节信号，所述比例依赖于超过调节器的一个先前时钟周期的占空比，以及使用所述限制调节信号来获得用于与代表电感器中电流的信号进行比较的限制信号，由此利用所述斜坡信号使限制信号或代表电感器中电流的信号相对于另一个信号偏移；从而基本维持电感器电流限制独立于占空比。
全文摘要
公开一种电流模式开关调节器，至少包括电感器；用于控制流经电感器的电流的主开关；以及用于周期性操作主开关的反馈控制电路，并且改变主开关的占空比，使得调节器的输出电压基本维持在所期望的电平。该反馈控制电路还包括斜率补偿电路，在斜率补偿信号与反馈输出误差信号电压进行比较之前，该斜率补偿电路将斜率补偿添加至代表电感器电流的信号上。所述调节器还包括用于响应电流限制参考信号以控制主开关的电流限制电路，所述电流限制电路包括调节电路，该调节电路用于响应超过一个先前周期的占空比来调节电流限制参考信号，使得与所述输出电压无关地限制电感器中的电流并且限制至一个数值，在稳定状态下，该数值基本独立于占空比。
文档编号H02M3/156GK101064472SQ200710097619
公开日2007年10月31日 申请日期2007年4月24日 优先权日2006年4月26日
发明者大卫·德恩, 豪格·海普里克 申请人:沃福林微电子有限公司