专利名称：开关调节器控制电路以及开关调节器的制作方法
技术领域：
本发明涉及输出恒压的开关调节器，更具体而言，涉及在输出端子中流过过电流时截断对输出的电流供给来保护电路的过载保护电路。
背景技术：
开关调节器已被用作各种电子设备的电路的电压供给源。开关调节器的功能是与输入端子的电压变动无关地向输出端子输出恒定电压，但是在从输出端子提供给负载的电流急剧增加而超过最大电流时，截断电流供给来保护电路的过载保护也很重要。图5示出具有过载保护电路的开关调节器控制电路的框图。以往的开关调节器控制电路由三角波振荡器I、误差放大器2、PWM比较器3、误差放大器输出检测电路4、计时器电路5、门电路6、基准电压电路7和缓冲电路8构成。基准电压电路7输出基准电压Vref。三角波振荡器I输出在上限电平VH和下限电平VL之间振荡的三角波Vramp。误差放大器2对开关调节器的输出电压Vout的反馈电压Vfb和基准电压Vref进行比较，对差分电压进行放大。PWM比较器3对误差放大器2的输出电压Verr和三角波Vramp进行比较，输出PWM信号Vpwm。门电路6控制PWM信号Vpwm的输出。缓冲电路8对门电路6的输出进行功率放大,输出到未图不的激励晶体管(drivertransitor)。误差放大器输出检测电路4对误差放大器2的输出电压Verr进行监视。计时器电路5根据误差放大器输出检测电路4的输出结果，开始计数。此处，误差放大器输出检测电路4具有输出基准电压Vref2(> VH)的基准电压电路、和对误差放大器2的输出电压Verr和基准电压Vref2进行比较的比较器。当Verr >Vref2时，比较器将过载状态检测信号输出到计时器电路5。由此，计时器电路5开始计数，在经过一定时间后将过载状态检测信号输出到门电路6。并且，门电路6进行控制以使激励晶体管变为不导通。因此，输出电压Vout降低到0V，因此基准电压Vref与反馈电压Vfb的差分电压扩大，维持Verr > Vref2的关系，所以激励晶体管继续维持非导通状态(例如参照专利文献I)。在图6中示出表示以往的开关调节器控制电路的动作的时序图。由此，以往的开关调节器控制电路的过载保护电路防止输出晶体管由于过大负载而热损坏。专利文献I日本特开平3-52556号公报但是，在比较轻微的过载的情况下，误差放大器2的输出电压Verr的变化量较小，有时不超过基准电压Vref2。因此，存在这样的要求希望进一步降低基准电压Vref2的设定值，以较小的输出电流Iout检测过载。因此，将基准电压Vref2的设定值设定为比Verr (max)稍高的电压(VH > )。但是,为了得到比Verr (max)稍高的基准电压Vref2’，三角波Vramp的上限电平VH和下限电平VL的制造偏差成为较大的问题，因此需要校正该制造偏差的调整单元。并且，为此还需要测量IC的内部节点(node)的电压即三角波Vramp的上限电平VH和下限电平VL。
发明内容
本发明正是为了解决上述课题而完成的，目的在于不需要制造偏差的校正工序，并且以简易的电路高精度地设定过大负载的检测Duty。为了解决现有课题，本发明的具有过载保护电路的开关调节器控制电路采用如下结构。一种开关调节器控制电路，其特征在于，该开关调节器控制电路具有误差放大 器，其放大并输出基准电压与对开关调节器输出的输出电压进行分压后的分压电压的差；第I三角波产生电路，其输出第I三角波；第I比较器，其对所述误差放大器的输出电压和所述第I三角波进行比较;第2三角波产生电路，其输出波高值小于所述第I三角波的第2三角波；第2比较器，其对所述误差放大器的输出电压与所述第2三角波进行比较；以及判定电路，其利用所述第2比较器的输出信号检测过载状态，所述第I三角波与所述第2三角波的波高值的差基于构成所述第I三角波产生电路与所述第2三角波产生电路的元件的比。根据本发明的具有过载保护电路的开关调节器控制电路，作为过载检测的PWM控制Duty由Ramp2的振幅值Vramp2相对于Rampl的振幅值Vrampl的比例决定。S卩，由检测Duty = Vramp2/Vrampl决定。在半导体集成电路内，针对电压的绝对值得到较高的精度大多是很困难的，但是针对比率得到较高的精度比较容易，这是众所周知的事实。因此，存在以下效果能够尽量减小检测Duty的制造偏差，不需要偏差校正所需的微调(trimming)等工序。
图I是本实施方式的具有过载保护电路的开关调节器控制电路的框图。图2是示出具有本实施方式的开关调节器控制电路的开关调节器的一例的框图。图3是示出本实施方式的第I和第2三角波的波形图。图4是示出本实施方式的开关调节器控制电路的动作的时序图。图5是以往的具有过载保护电路的开关调节器控制电路的框图。图6是示出以往的开关调节器控制电路的动作的时序图。标号说明I三角波振荡器；2误差放大器；3、10比较器；4误差放大器输出检测电路；5计时器电路；6门电路；7基准电压电路；8缓冲电路；13、14、22、23恒流源；15、16、19、21开关单元；18矩形波振荡电路；26锁存电路；40开关调节器控制电路；46、47输出电压分压电阻；100过载保护电路；110判定电路。
具体实施例方式图I是本实施方式的具有过载保护电路的开关调节器控制电路的框图。图2是示出具有本实施方式的开关调节器控制电路的开关调节器的一例的框图。作为一例，示出了降压型开关调节器的框图。图2所示的开关调节器具有开关调节器控制电路40、激励晶体管41、二极管42、线圈43、输出电容器44、输出电压分压电阻46和47、电源端子48、输出端子45。图I所示的开关调节器控制电路40具有误差放大器2、基准电压电路7、矩形波振荡电路18、第I三角波(Rampl)产生电路、第I比较器3、过载保护电路100、门电路6、缓冲电路8。第I三角波(Rampl)产生电路具有恒流源13、电容11、开关单元15、电平移动(level shift)电路 17。过载保护电路100具有第2三角波(Ramp2)产生电路、第2比较器10、判定电路110、计时器电路5、锁存电路26。第2三角波(Ramp2)产生电路具有恒流源14、电容12、开关单元16、电平移动电路17。判定电路110具有开关单元19和21、电容20、恒流源22和23、反相器24。
输入到电压反馈端子FB的反馈电压Vfb是对输出端子45的输出电压Vout进行分压后的电压。误差放大器2对基准电压电路7的基准电压Vref和反馈电压Vfb进行比较，作为误差电压Verr而输出。比较器3对误差电压Verr和第I三角波产生电路输出的第I三角波Rampl进行比较,输出信号Vpwm。S卩，误差放大器的误差电压Verr上下波动，由此控制比较器3输出的信号Vpwm的脉宽。开关调节器利用该脉宽对开关元件(例如激励晶体管4)的接通/断开时间进行控制。这是所谓的开关调节器的PWM(Pulse Width Modulation 脉览调制)控制。误差放大器2的反相输入端子输入反馈电压Vfb，同相输入端子输入基准电压Vref,因此当负载电流增加且输出电压Vout降低时，输出电压Verr上升。比较器3的同相输入端子输入误差放大器2的输出电压Verr，反相输入端子输入第I三角波Rampl，因此伴随误差放大器2的输出电压Verr的上升，比较器3输出的信号Vpwm的H(高)电平的期间变长。即使在将误差放大器2和比较器3的输入设为相反的情况下也同样如此。接着，根据图3和图4的波形图，对开关调节器控制电路40的动作进行说明。在以下的说明中，将高电平的期间相对于第I三角波Rampl的振荡周期T的比例定义为占空因数(Duty)。S卩，Duty是激励晶体管41的导通时间相对于振荡周期T的比例。图3是示出本实施方式的第I和第2三角波的波形图。矩形波振荡电路18的输出信号Vosc对开关单兀15和16的导通和非导通进行控制。在开关单元15和16非导通时，电容11和12分别通过恒流源13和14进行充电，第I三角波Rampl和第2三角波Ramp2的电位以一定比例上升。在开关单元15和16导通时，电容11和12的电荷被放电，第I三角波Rampl和第2三角波Ramp2的电位下降。第2三角波Ramp2是波高值小于第I三角波Rampl的三角波。如果恒流源13、14是相等的电流值，则三角波的波高值由电容11、12的电容比决定。当设Vrampl为第I三角波Rampl的上限电压、Vramp2为第2三角波Ramp2的上限电压、Cll为电容11的电容值、C12为电容12的电容值时，其关系成为式I。Vramp2/Vrampl = C11/C12 (I)电平移动电路17使第I三角波Rampl和第2三角波Ramp2的电压下限值从GND增高VL [V]。电平移动电路17将第I三角波Rampl和第2三角波Ramp2的电压下限值设定为高于误差放大器2的输出下限电压。因此，根据误差放大器2的输出下限电压，也可以不进行设置。第I三角波产生电路和第2三角波产生电路如上述那样动作，从而第I三角波Rampl和第2三角波Ramp2的波形成为图3所示的三角波。此处，开关调节器控制电路40的PWM动作中的Duty对于电源电压VDD和输出电压Vout的依赖性最大。在图2中作为一例示出的降压型的开关调节器的Duty成为Vout/VDD0但是，由于负载电流而在激励晶体管41、二极管42等中产生电压降，有效的VDD减少，因此实际上由于负载电流的增加，Duty也逐渐稍微增加。图I所示的开关调节器控制电路40由于负载电流的增加，误差放大器2的输出电压Verr上升，Duty增加。因此，能够在误差放大器2的输出电压Verr值达到规定值时检测出过载状态即可。接着，参照图4说明过载保护电路100的动作。比较器10的反相输入端子输入误差放大器2的输出电压Verr，同相输入端子输入第2三角波Ramp2。只要误差放大器2的输出电压Verr在第2三角波Ramp2的下限电压VL和上限电压Vramp2之间，贝U比较器10输出脉冲状的信号。利用比较器10的输出信号，开 关单元19反复导通、非导通。因此，电容20反复恒流源22的充电和开关单元19的放电，因此充电电压不会上升到某个恒定值以上。由于负载电流增加，误差放大器2的输出电压Verr上升，当超过第2三角波Ramp2的上限电压Vramp2时，比较器10的输出维持L(低)电平。因此，开关单元19维持非导通状态，所以电容20通过恒流源22进行充电。当电容20的电压达到开关单元21的阈值时，判定电路110输出过载检测信号Vdet。第I三角波Rampl和第2三角波Ramp2的下限电压VL是共同的，因此Verr与第2三角波Ramp2的上限电压Vramp2相等时的Duty、即DutyO成为式2。DutyO = Vramp2/Vrampl (2)该DutyO是过载检测Duty,但是根据式I,DutyO = C11/C12,过载检测DutyO由电容11和电容12的电容比决定。半导体集成电路容易在电阻比或电容比等比率较小的偏差范围内进行制造。因此，在半导体集成电路内实现了本发明的情况下，不需要测试工序的调整单元，能够以极高精度得到过载检测Duty。另外，关于第I三角波Rampl和第2三角波Ramp2，也可以将电容11和12设为相等的值，通过恒流源13和14的电流比得到波高值比。如果设恒流源13的电流为113、恒流源14的电流为114、电容11和12的电容值为C、充电时间为t，则第I三角波Rampl和第2三角波Ramp2的波高值用式3和4表示。Vrampl = I13t/C(3)Vramp2 = I14t/C(4)因此,第I三角波Rampl和第2三角波Ramp2的波高值的比用式5表示。Vramp2/Vrampl = 12/11 (5)因此，将113和114的电流比设定为与过载检测Duty对应即可。此外，关于开关调节器控制电路40，即使将逻辑反转，也能够实施。此时，图3和图4所示的时序图的波形成为根据电路反转后的波形。如上所述，根据本实施方式的具有过载保护电路的开关调节器控制电路，存在如下效果不需要通过测试工序的调整单元来校正制造偏差，能够高精度地设定/实现过载检测Duty0
权利要求
1.一种开关调节器控制电路，其特征在于，该开关调节器控制电路具有 误差放大器，其放大并输出基准电压与对开关调节器输出的输出电压进行分压后的分压电压的差； 第I三角波产生电路，其输出第I三角波； 第I比较器，其对所述误差放大器的输出电压和所述第I三角波进行比较； 第2三角波产生电路，其具有与所述第I三角波产生电路相同的电路结构，输出波高值小于所述第I三角波的第2三角波； 第2比较器，其对所述误差放大器的输出电压与所述第2三角波进行比较；以及 判定电路，其利用所述第2比较器的输出信号检测过载状态， 所述第I三角波与所述第2三角波的波高值的差基于所述第I三角波产生电路与所述第2三角波产生电路的对应元件的特性的比。
2.根据权利要求I所述的开关调节器控制电路，其特征在于， 所述第I三角波产生电路和所述第2三角波产生电路具有 矩形波振荡电路，其输出矩形波； 第I电容和第2电容； 第I恒流源和第2恒流源，它们分别对所述第I电容和第2电容进行充电或放电；以及第I开关单元和第2开关单元，它们由所述矩形波控制，分别对所述第I电容和第2电容进行放电或充电。
3.根据权利要求2所述的开关调节器控制电路，其特征在于， 所述第I三角波与所述第2三角波的波高值的比是根据所述第I电容与第2电容的电容比得到的。
4.根据权利要求2所述的开关调节器控制电路，其特征在于， 所述第I三角波与所述第2三角波的波高值的比是根据所述第I恒流源与第2恒流源的电流比得到的。
5.一种开关调节器，其具有 设置在输入端子与输出端子之间的输出晶体管、线圈、整流元件和输出电容； 电压分压电阻，其对所述输出端子的电压进行分压；以及 权利要求I所述的开关调节器控制电路，其输入所述电压分压电阻的分压电压，控制所述输出晶体管，使所述输出端子的电压恒定。
全文摘要
本发明提供开关调节器控制电路以及开关调节器。开关调节器不需要测试工序中的调整单元，具有高精度的过载保护电路。作为解决手段，采用的结构为，具有生成对PWM信号的Duty进行控制的第1三角波的第1三角波产生电路；以及生成波高值比第1三角波小的用于检测过载的第2三角波的第2三角波产生电路，第1三角波和第2三角波的波高值的比率基于各自的电容或恒流。
文档编号H02M3/156GK102629826SQ20121002243
公开日2012年8月8日 申请日期2012年2月1日 优先权日2011年2月1日
发明者出口充康 申请人:精工电子有限公司