基于fpga的无刷直流电机的控制方法

专利名称：：基于fpga的无刷直流电机的控制方法
技术领域：
：本发明涉及基于FPGA的无刷直流电机的控制方法，属于电机控制领域。
背景技术：
：无刷直流电机(BrushlessDCMotor,简称BLDCM)是梯形波永磁同步电动机的别称，其特点是电机中气隙磁密分布为梯形波，因而电机的反电势波形和电流波形均为梯形波。无刷直流电机与其他各类电动机相比，具有体积小、效率高、出力大、起动转矩大、过载能力强、动态特性好、控制容易、灵活、方便等特点。现已广泛应用于医疗、数控机床、机器人控制、电动车驱动和家电应用等领域。高性能的无刷直流电机需要实时检测转子位置已实现其自控变频驱动，因此产生了各种无刷直流电机转子位置信号的监测方法，如电磁式位置传感器，霍尔位置传感器，光电编码器等。但这些位置传感器都作为电机本体的附属结构存在，使电机结构进一步复杂化，增加了电机的重量和体积，同时，位置传感器安装与维护困难，是整个无刷直流电机本体结构中最薄弱的环节，使无刷直流电机的可靠性降低。因此，目前，无刷直流电机的无位置传感器控制成为学者和工程人员研究的热点。无位置传感器的转子位置检测是通过检测和计算与转子位置有关的物理量间接地获得转子的位置信息。常用的无位置传感器位置检测方法有反电势过零检测法、续流二极管工作状态检测法、绕组三次谐波检测法和瞬时电压方程法等。目前，在无刷直流电机转子位置信号无传感器检测领域中，反电动势过零检测法由于检测电路结构简单，算法亦不复杂，因此发展最成熟，应用最为广泛。对于最常见的两相导通星形三相六状态工作方式，除了换向的瞬间之外，在任何时刻，电机总有一相绕组处于断路状态。当断路相绕组的反电势过零之后，再经过30度电角度，就是该相的换相点。因此，只要检测到各相绕组反电势的过零点，就可以确定电机的转子位置和下次换流时间。传统的反电势过零检测算法都是通过外围分立的模拟电路，重构出电机的中心点电压来获得反电势过零信号的。但是，受重构电路准确性的影响，反电势过零信号总是存在误差，造成电机的换相精度较低，控制性能不是很理想。随着数字信号处理器DSP的出现，在DSP中以软件方式实现过零检测及驱动控制一度成为研究热点。但是，软件算法的串行性又会引入一定的执行延时，而且它还会增加CPU的负担，限制了电机其它控制任务的完成。另外，传统的反电势过零检测法仅能在20%以上额定转速以上才能使用，调速范围受到很大制约，一般调速范围D在510之间。
发明内容本发明的目的是解决现有过零检测方法中软件算法的串行性会引入一定的执行延时，而且它还会增加CPU的负担，限制了电机其它控制任务的完成；另外，传统的反电势过零检测法仅能在20%以上额定转速以上才能使用，调速范围受到很大制约的问题，提供了基于FPGA的无刷直流电机的控制方法。3本发明所述方法使用的装置包括FPGA、隔离电路、多路并行模数转换采样电路和无刷直流电机，FPGA内构建电机驱动IP核和N0ISII软核，电机驱动IP核和NOISII软核分别挂接在FPGA的总线上，电机驱动IP核包括多路模数转换接口单元、反电势过零检测单元、三段式同步启动模块、转速电流双闭环负反馈PI调节器和P丽控制器，该方法包括如下步骤步骤一、NOISII软核通过总线发出启动信号，三段式同步启动模块依次发出开环占空比信号、开环换相信号和开/闭环控制信号，实现直流无刷电机的软启动，步骤二、多路并行模数转换采样电路采样无刷直流电机的三相电压信号和母线电流信号，并输送给电机驱动IP核内部构建的多路模数转换接口单元，步骤三、多路模数转换接口单元将接收到的三相电压采样信号发送给反电势过零检测单元，多路模数转换接口单元还将接收到的出母线电流采样信号发送给转速电流双闭环负反馈PI调节器，步骤四、反电势过零检测单元输出无刷直流电机的实际转速信号给转速电流双闭环负反馈PI调节器，反电势过零检测单元输出闭环换相信号给P丽控制器，步骤五、所述转速电流双闭环负反馈PI调节器输出闭环占空比控制信号给P丽控制器，步骤六、P丽控制器输出的无刷直流电机控制信号驱动无刷直流电机运行。本发明的优点无等待的过零检测硬件逻辑电路，避免常规处理器因使用软件进行检测和运行所带来的延迟；系统的调速范围得到了很大提高，调速范围D>20;易于维护，便于升级，具有良好的通用性与可移植性。图1是本发明所述电机驱动IP核的结构示意图，图2是FPGA构建本发明电机驱动IP核，用于无刷直流电机控制的总体结构示意图，图3是电机转速为220Rpm时换向信号波形与A、B、C三相反电势波形图，图4是电机输入转速由125Rpm突加至2500Rpm的暂态转速曲线，图5是AD模/数转换器采用单端输入模式时，正负两个输入信号对应曲线，图6是反电势与开关管工作顺序波形图，图7是电机正转时的反电势波形图及相位转换示意图，图8是VHDL三段式同步启动模块I/O端口示意图。具体实施例方式具体实施方式一下面结合图l至图8来说明本实施方式，本实施方式所述方法使用的装置包括FPGA1、隔离电路2、多路并行模数转换采样电路3和无刷直流电机4，FPGA1内构建电机驱动IP核10和NOISII软核11，电机驱动IP核10和NOISII软核11分别挂接在FPGA1的总线上，电机驱动IP核10包括多路模数转换接口单元101、反电势过零检测单元102、三段式同步启动模块103、转速电流双闭环负反馈PI调节器104和P丽控制器105，该方法包括如下步骤步骤一、NOISII软核11通过总线发出启动信号，三段式同步启动模块103依次4发出开环占空比信号、开环换相信号和开/闭环控制信号，实现无刷直流电机4的软启动，步骤二、多路并行模数转换采样电路3采样无刷直流电机4的三相电压信号和母线电流信号，并输送给电机驱动IP核10内部构建的多路模数转换接口单元101，步骤三、多路模数转换接口单元101将接收到的三相电压采样信号发送给反电势过零检测单元102，多路模数转换接口单元101还将接收到的出母线电流采样信号发送给转速电流双闭环负反馈PI调节器104，步骤四、反电势过零检测单元102输出无刷直流电机4的实际转速信号给转速电流双闭环负反馈PI调节器104，反电势过零检测单元102输出闭环换相信号给P丽控制器105，步骤五、所述转速电流双闭环负反馈PI调节器104输出闭环占空比控制信号给P丽控制器105，步骤六、P丽控制器105输出的无刷直流电机4控制信号驱动无刷直流电机4运行。本实施方式所述的基于FPGA的电机驱动IP核10是由FPGA1内部构建的，FPGA1内部还构建有NIOSII软核11，基于FPGA的电机驱动IP核10和NIOSII软核11分别挂接在FPGA1内部的总线上，基于FPGA的电机驱动IP核10的具体结构示意图如图1所示，其由FPGA1构建及应用于控制无刷直流电机4的总体示意图如图2所示。无刷直流电机4的采样信号端与多路并行模数转换采样电路3的信号输入端相连，多路并行模数转换采样电路3的信号输出端分别与基于FPGA的电机驱动IP核10的采样信号端相连，每个基于FPGA的电机驱动IP核10的输出端与一个隔离电路2的输入端相连，每个隔离电路2的输出端与一个无刷直流电机4的控制端相连。FPGA1选用CycloneII系列EP2C20Q240C8N。多路并行模数转换采样电路3选用AD73360模数转换芯片。该芯片自身的优良特性和独到的外围电路设计使其能很好的适用于本系统的信号采集工作(1)AD73360具有六个独立的模拟量输入通道，每个通道可同时采样，消除了普通AD因对多路信号的分时采样而造成的相位误差，可实时地采样电机的三相电压和母线电流。另外，AD73360的各路通道都有内置程控增益放大器和反混迭滤波器，使其对输入端的放大电路和反混迭滤波器的要求大为降低，使调理电路的设计更为精简。(2)AD73360使用六线工业标准同步串行接口，且端口前端采样速率和后端传输速率可编程控制(最高可支持六通道同时以64KHz速率采样)，使其与基于FPGA的电机驱动IP核10的连接非常方便。由于接口信号线的数目只有六条，所以这样不仅节约了印制板的面积，而且也有效地减小了电磁干扰，从而使得系统运行更加稳定。采用专用三相电量测量AD器件AD73360及交流耦合方式对三路反电势信号进行同时采样，极大地提高了采样精度和抗扰性，从而提高了系统的调速范围(调速范围D>20)和稳定性。这是直流无刷电机无位置传感器驱动的一大创新。AD73360模数转换芯片、DM9000A和隔离电路2均为用户自定义NIOSII系统的外部设备，均以自定义组件的形式添加到SOPCBuilder中。NIOSII软核11发出指令，通过FPGA1的总线传达给基于FPGA的电机驱动IP核10，所述指令包括采样指令、输入转向信号、启停信号和输入转速n，当下达采样指令时，基于FPGA的电机驱动IP核10将采样指令传达给数模转换检测电路3，数模转换检测电路3根据指令采集无刷直流电机4的三相电压信号和母线电流信号，采集回来的信号经反电势过零检测单元102处理后，输出P丽信号，并经过隔离电路2的隔离，驱动无刷直流电机4运行。我们对直流无刷电动机驱动器的性能进行了测试。(1)静态参数测定系统的静态参数包括电机控制器的调速范围、调速精度及静特性。表1为125r/min3000r/min范围内抽样的给定的输入转速n与实际转速n*对比。表1输入转速n与实际转速肿对比<table>tableseeoriginaldocumentpage6</column></row><table>经检测，系统达到并超过了预定的技术指标V可控制电机转速125r/min-3000r/min(4.16%额定转速-额定转速)，调速范围D>24;V转速误差低于O.5%。电机正转且转速为220Rpm时，总换向信号波形与A、B、C三相反电势波形如图3所示。从图中可以看出换相信号准确且无明显相移。(2)动态参数测定由于直流无刷电动机的结构所限，电机调速时突加给定的暂态转速波形难以测量。于是我们另外设计了一个小模块，在FPGA1内部以0.2s的时间间隔对基于FPGA的电机驱动IP核10计算出的实际转速n*进行采样，并将结果存在RAM中已备调用。电机在t=5s时由125Rpm突加给定2500Rpm的暂态转速曲线如图4所示。其中，虚线为给定的输入转速n曲线，另一条为实际转速W曲线。可以看出，升速时约有1%的转速超调。IPCore(知识产权核)将一些在数字电路中常用，但比较复杂的功能块，如FIR滤波器、SDRAM控制器、PCI接口等设计成可修改参数的模块。IP核的重用是设计人员赢得迅速上市时间的主要策略。随着CPLD/FPGA的规模越来越大，设计越来越复杂，设计者的主要任务是在规定的时间周期内完成复杂的设计。调用IP核能避免重复劳动，大大减轻工程师的负担，因此使用IP核是一个发展趋势。根据无刷直流电机4控制方法的分析结果，可以设计出实现无位置传感器控制算法的集成数字逻辑电路结构，即基于FPGA的电机驱动IP核IO，其结构框图如图1所示。基于FPGA的电机驱动IP核IO通过总线接收NOISII软核11的控制信号(转向信号、启停信号和输入转速)，向无刷直流电机4发出驱动信号，同时接收无刷直流电机4的实际转速n，基于FPGA的电机驱动IP核10主要由模数转换接口单元101(用于A/D73360驱动)、反电势过零检测单元102、三段式同步启动模块103、转速电流双闭环负反馈PI调节器104和P丽控制器105五大部分组成。模数转换接口单元101用来向反电势过零检测模块102和转速电流双闭环负反馈PI调节器104提供采样的三相电压Ua、Ub、Uc和母线电流I。而反电势过零检测模块102则实现一种新型的基于硬件逻辑的转子位置检测算法。这种算法能够巧妙地利用限速滤波算法和相位补偿逻辑消除转子位置信号的偏差以得到精确的换相信号，并且受相电压信号中的谐波干扰影响也较小。三段式同步启动模块103凭借预定位、加速和自动切换三个环节实现电机的开环软启动，克服反电势过零检测算法不能够自起动的缺陷。转速电流双闭环负反馈PI调节器104在其内部对转速、电流进行双闭环控制，参考量为用户输入的转速设定，反馈量为反电势过零检测模块102计算的实际转速n和多路并行模数转换采样电路3采集的母线电流。实际转速n经转速电流双闭环负反馈PI调节器104的PI调节后输出，再进入P丽控制器105进行P丽调制后输出六路桥臂开关信号，驱动被控的无刷直流电机4。基于FPGA的电机驱动IP核10正常工作时，首先由NOISII软核11发出控制信号，使三段式同步启动模块103开始工作，并将转向信号送入三段式同步启动模块103。此时，无刷直流电机4处于开环启动阶段，由三段式同步启动模块103对其内部设定的换相时间和占空比向P丽控制器105发出开环占空比、开环换相信号和开环控制信号，并由P丽控制器105向隔离电路2的三相桥的六个M0S开关管对无刷直流电机4进行控制，使无刷直流电机4由静止在设定的时间内达到开环和闭环的切换转速。而后，三段式同步启动模块103发出闭环控制信号，使无刷直流电机4进入闭环自控变频阶段。模数转换接口单元101对多路并行模数转换采样电路AD73360进行控制，并且接受串行输入的无刷直流电机4的三相电压Ua、Ub、Uc和母线电流I信号，并将这四个信号由串转并，发送给反电势过零检测单元102和转速电流双闭环负反馈PI调节器104。反电势过零检测单元102对接收到的三路电压信号进行数字滤波、计算，转变成具有较高稳定性的电机反电势信号。对反电势信号的过零信号进行数字限速滤波、移相、补偿，得到最终的无刷直流电机4的换相信号，提供给P丽控制器105以实现自控变频；同时，反电势过零检测单元102利用得到的换相信号进行电机的M/T法测速，将电机的实际转速分别送往转速电流双闭环负反馈PI调节器104用于自动控制及送往基于FPGA的电机驱动IP核10接口反回给NOISII软核11。转速电流双闭环负反馈PI调节器104接收参考输入转速信号W、反馈的实际转速信号n、反馈的母线电流信号I，利用数字式串联转速、转速电流双闭环负反馈PI调节器104得到闭环占空比控制信号，并由P丽控制器105转换成驱动信号控制无刷直流电机4。执行采样命令的模块是多路并行模数转换采样电路3(AD73360)，它具有六个独立的模拟量输入通道，每个通道可同时采样，消除了普通AD因对多路信号的分时采样而造成的相位误差，可实时地采样无刷直流电机4的三相电压Ua、Ub、Uc和母线电流LAD73360的各路通道都有内置程控增益放大器和反混迭滤波器，使其对输入端的放大电路和反混迭滤波器的要求大为降低，使调理电路的设计更为精简。由于AD73360自身要求，其输入电压范围为0.4V2.0V。采用普通的直流耦合方式，需要对信号进行电平调整，其电路复杂，精度难以保证，对反电势信号的处理有很大影响。本设计采用交流耦合方式，使采样信号以AD基准电压1.25V为中心上下变化。交流耦合滤掉了无用的直流分量，使反电势的过零点与AD基准电压重合，如图5所示，图5中VREF为AD73360的基准电压，在3.3V电源时为1.25V;7VINP为输入通道正端的模拟输入；VINN为输入通道负端的模拟输入，图5说明了AD73360在3.3V电源电压单端输入时的输入输出关系。AD73360的单端输入，VINN接到REFOUT端，为VREF=1.25V。简化了FPGA对反电势过零点的检测算法；采样信号以基准源为对称中心，最大限度的降低了基准不稳对精度的影响，提高了采样精度。采样回来的三相电压Ua、Ub、Uc和母线电流I输出给模数转换接口单元101，接受串行输入的电机的三相电压和母线电流信号，并将这四个信号由串转并，其中，三相电压Ua、Ub、Uc发送给反电势过零检测单元102，母线电流I发送给转速电流双闭环负反馈PI调节器104。反电势过零检测单元102由四部分组成时钟分频模块、反电势相位转换模块、相位延迟模块和速度信号生成模块。无刷直流电机4启动后，转子磁极产生的磁通切割定子绕组产生反电势E，其大小正比于无刷直流电机4的转速及气隙磁场B。而当转子极性改变时，反电势波形的正负也随着改变。所以只要测出反电势波形的过零点，就可以确定转子的精确位置，并以此来控制无刷直流电机4的换相。无刷直流电机4反电势与理想的开关管工作顺序如图6所示。(1)时钟分频模块时钟分频模块将50MHz的系统时钟经过500分频得到100kHz的时钟信号送入相位延迟模块。(2)反电势相位转换模块反电势相位转换模块将三相电压信号Ua、Ub、Uc经过中值平均滤波和相关计算得到反电势信号。再由反电势信号的过零点得到初步的换相信号。^=仏_会([/0+[/￡)电机正转时的反电势及相位转换原理如下图7所示，ea、eb、e。分别为A相、B相、C相的滤波后反电势波形，abc为转换中间量。当X)时abc[2]=1，ea<0时abc[2]=0;当eb>0时abc[l]=1，eb<0时abc[l]=0;当ec>0时abc[O]=1，ec<0时abc[O]=0。由此我们可得abc信号在电机电角度转过360度时，经过了100，110，010，011，OOl，lOl六个状态，这六个状态分别对应着phase」和phase_c的六个状态000，001，011，111，110，100。(3)相位延迟模块相位延迟模块实现了由phase」到phaSe_C信号的转换，同时向速度信号生成模块提供频率与电机转速成比例的脉冲信号flag6，此信号由abc[2]信号直接输出。phase_i和phase_c的区别在于，phase_c信号是由phase_i信号滞后约30度电角度得到的。在相位延迟模块中内嵌了一个改进的FIPS(频率无关移相)数字移相器用于实现这种转换。另外，为了补偿硬件滤波和软件滤波造成反电势信号的相位滞后，phase_c滞后的电角度一定小于30度。我们对由滤波引起的相位滞后进行了仿真，并且将实验得8到的不同频率对应的角度预先放入ROM中由此模块调用，这样即可得到相对精确的换相信号，对提高系统的调速范围有很大帮助。(4)速度信号生成模块。速度信号生成模块利用频率与电机转速成比例的脉冲信号flag6对电机进行M/T法测速。M/T法(频率/周期法)是同时测量检测时间和在此检测时间内转速脉冲信号的个数来确定转速。由于同时对两种脉冲信号进行计数，因此只要"同时性"处理得当，M/T法在高速和低速时都具有较高的测速精度，适合高调速范围、高精度的无刷直流电机4调速系统。M/T法测速综合了M(频率)法与T(周期)法的长处，既记录测速时间内输出的脉冲数Mp又检测同一时间间隔内高频时钟脉冲数M2。设高频时钟脉冲的频率为f。，则测速时间Tt=M2/f。。习惯上转速常以每分钟转数来表示，则电机的转速可表示为「一，60M,60M,/。"、m=-L=-(r/min)式中，Z为电机每转一圈所产生的脉冲数。对于本系统的六极永磁无刷直流电机4及前述算法，电机每转一圈转过的电角度为6*360度，每360电角度中flag6产生一个脉冲。因此Z二6。高频时钟脉冲由FPGA系统时钟充当，为50MHz。因此，速度产生模块中使用的计算公式具体为"=——^=--^——77~~Kr/—S卩，反电势过零检测单元102输出闭环换相信号给P丽控制器105，控制无刷直流电机4的换相。经过反电势过零检测单元102计算出实际转速n，实际转速n—方面返回给N0ISII软核ll，一方面输出给转速电流双闭环负反馈PI调节器104。为了精确定位无刷直流电机4的转子磁极的位置，本发明采用三段式同步启动模块103，在无刷直流电机4中，定子绕组中的感应电动势与转子位置保持着确定的关系，根据反电势法换向的无刷直流电机4正是基于这一原理工作的。而反电势的幅值与电机的转速成正比。当电机静止或转速很低时，感应电动势的幅值为零或很小，不足以用来确定转子磁极当前的位置，所以在无刷直流电机4启动时不能根据反电动势进行换流。需要采用包括预定位、加速和自动切换三个环节实现电机的开环软启动，克服反电势过零检测算法不能够自起动的缺陷。VHDL三段式同步启动模块1/0端口如图8所示。输入输出端口INelk:(clock)FPGA系统时钟50MHzdir:(direction)转向输入信号，dir=0则正转，dir=1则反转rst:(reset)系统复位信号，高电平有效OUTcl_flag:(closed-loopflag)系统闭环控制信号，高电平有效duty_o:(dutyofopen-loop)系统开环占空比信号11位，最小为0D，最大为1999Dphase_o:(phaseofopen-loop)系统开环相位控制信号3位，000，001，011，111，110，100state:(stateofthesystem)系统状态指示，state=00B为第一次预定位，state=01B为第二次预定位，state=10B为开环升速，state=11B为闭环调节。(1)预定位为保证无刷直流电机4能够正常启动，首先需要确定转子的当前位置，在轻载条件下，对于具有梯形反电势波形的无刷直流电机4来说一般采用磁制动式的电机转子定位方式。在系统开始上电时，任意给定一组触发脉冲，在气隙之中形成一个幅值恒定，方向不变的磁通，只要保证其幅值足够大，那么这一脉冲就能在一定时间内将转子强行定位于这个方向上。定位后，电机转子d轴与定子绕组磁通方向重合。这样就确定了电机转子的初始位置。但是由于静止时电机转子位置的不确定性，如果在定位时，定子绕组合成磁通与转子d轴夹角为180度，则会产生定位失败。为了解决这个问题，我们采用"连续两次定位"的方法，在前一次定位的基础上继续导通下一个状态作为第二次定位，这样不论第一次定位成功或失败，第二次定位一定是成功的。(2)开环升速三段式同步启动模块中含有两个16位X32的ROM，分别存储了实验求出的电机开环启动表。state=10B时，系统处于开环升速阶段，三段式同步启动模块中由两个16位X32的ROM中分别读出占空比和换相时间信号，并按照换相时间切换导通的开关正转000->001->011->111->110->100->000，即V1V2->V2V3->V3V4->V4V5->V5V6->V6V1->V1V2;反转000->100->110->111->011->001->000，即V1V2->V6V1->V5V6->V4V5->V3V4->V2V3->V1V2。这样换相时间逐渐縮短，占空比逐渐增加，到ROM读空时，电机便达到了设定的开/闭环切换转速，此时电机的反电势波形已经可以保证稳定自控运行。(3)自动切换state=11B时，系统切换到自控运行阶段，cl_flag=l，此时电机驱动IP10核输出的闭环占空比和相位信号分别由转速电流双闭环PI调节器104和反电势过零检测单元102提供。转速电流双闭环PI调节器104输出闭环占空比给P丽控制器105，反电势过零检测单元102输出闭环换相信号给P丽控制器105，P丽控制器105再根据用户给定的转向信号输出六路驱动信号Ah、Al、Bh、Bl、Ch、Cl，并通过隔离电路2控制无刷直流电机4的运行。权利要求基于FPGA的无刷直流电机的控制方法，所述方法使用的装置包括FPGA(1)、隔离电路(2)、多路并行模数转换采样电路(3)和无刷直流电机(4)，FPGA(1)内构建电机驱动IP核(10)和NOISII软核(11)，电机驱动IP核(10)和NOISII软核(11)分别挂接在FPGA(1)的总线上，电机驱动IP核(10)包括多路模数转换接口单元(101)、反电势过零检测单元(102)、三段式同步启动模块(103)、转速电流双闭环负反馈PI调节器(104)和PWM控制器(105)，其特征在于，该方法包括如下步骤步骤一、NOISII软核(11)通过总线发出启动信号，三段式同步启动模块(103)依次发出开环占空比信号、开环换相信号和开/闭环控制信号，实现无刷直流电机4的软启动，步骤二、多路并行模数转换采样电路(3)采样无刷直流电机(4)的三相电压信号和母线电流信号，并输送给电机驱动IP核(10)内部构建的多路模数转换接口单元(101)，步骤三、多路模数转换接口单元(101)将接收到的三相电压采样信号发送给反电势过零检测单元(102)，多路模数转换接口单元(101)还将接收到的出母线电流采样信号发送给转速电流双闭环负反馈PI调节器(104)，步骤四、反电势过零检测单元(102)输出无刷直流电机(4)的实际转速信号给转速电流双闭环负反馈PI调节器(104)，反电势过零检测单元(102)输出闭环换相信号给PWM控制器(105)，步骤五、所述转速电流双闭环负反馈PI调节器(104)输出闭环占空比控制信号给PWM控制器(105)，步骤六、PWM控制器(105)输出的无刷直流电机(4)控制信号驱动无刷直流电机(4)运行。2.根据权利要求1所述的基于FPGA的无刷直流电机的控制方法，其特征在于，多路并行模数转换采样电路(3)选用AD73360模数转换芯片。3.根据权利要求1所述的基于FPGA的无刷直流电机的控制方法，其特征在于，反电势过零检测单元(102)由时钟分频模块、反电势相位转换模块、相位延迟模块和速度信号生成模块四部分组成。4.根据权利要求1所述的基于FPGA的无刷直流电机的控制方法，其特征在于，三段式同步启动模块(103)包括预定位、加速和自动切换三个环节实现无刷直流电机(4)的开环软启动。5.根据权利要求1所述的基于FPGA的无刷直流电机的控制方法，其特征在于，转速电流双闭环负反馈PI调节器(104)在其内部对转速、电流进行双闭环控制，参考量为系统的输入转速，反馈量为反电势过零检测模块(102)计算输出的实际转速和多路并行模数转换采样电路(3)采集的母线电流。6.根据权利要求1所述的基于FPGA的无刷直流电机的控制方法，其特征在于，P丽控制器(105)进行P丽调制，生成六路桥臂开关信号用于作为无刷直流电机(4)的驱动信号。全文摘要基于FPGA的无刷直流电机的控制方法，属于电机控制领域，本发明是为了解决现有过零检测方法中软件算法的串行性会引入一定的执行延时，而且它还会增加CPU的负担，限制了电机其它控制任务的完成；另外，传统的反电势过零检测法仅能在20％以上额定转速以上才能使用，调速范围受到很大制约的问题。本发明方法包括1.电机软启动；2.采样电机信号；3.采样信号分配处理；4.反电势过零检测单元处理采样信号并输出实际转速和闭环换相信号；5.转速电流双闭环负反馈PI调节器输出闭环占空比；6.PWM控制器输出控制信号驱动无刷直流电机运行。文档编号H02P6/08GK101729005SQ200910073288公开日2010年6月9日申请日期2009年11月27日优先权日2009年11月27日发明者万鹏,李宪全,杨春玲,陈宇,顾春阳申请人:哈尔滨工业大学