专利名称：边界模式耦合电感器升压功率转换器的制作方法
边界模式耦合电感器升压功率转换器交叉引用本申请要求2009年6月27日提交的题为“零电压开关边界模式耦合电感器升压功率转换器(ZERO VOLTAGE SWITCHING BOUNDARY MODE COUPLED INDUCTOR BOOST POWER CONVERTERS) ”的共同待审美国临时专利申请No. 61/221，049和2009年6月27日提交的题为“边界模式耦合电感器升压功率转换器(BOUNDARY MODE COUPLED INDUCTOR BOOST POWER CONVERTERS)，，的共同待审美国临时专利申请No. 61/221，050的优先权，这些申请通用地通过引用如在本文献中详细描述一般被包括在此。领域各实施例一般涉及电子功率转换电路，尤其涉及高频开关模式电子功率转换器。背景许多典型的功率转换器应用使用反激式(flyback)转换器在低功率电平和中等功率电平上简单有效地转换功率。尽管其他的转换器布局是可用的，但它们可能经常被忽略。例如，除了在一些有限的家务供电中，耦合电感器升压转换器可能并没有被用在广泛的应用中。图IA中示出典型的耦合电感器升压转换器电路100a的实施例。图2A-2G中说明了图IA电路布局的波形描述。在耦合电感器升压转换器中，通过在主初级开关的开启状态和关闭状态两者期间将能量转移出次级绕组，相比于传统反激式功率转换器中的那些相同量，次级绕组电流减小并且次级绕组和次级开关两者的电压应力减小。虽然耦合电感器升压布局在许多应用中不普及，但是取决于线电压范围，当前使用反激式转换器的许多功率转换方案可使用耦合升压布局用较小的变压器更高效地实现。 在许多应用中，耦合升压电路中所需的附加电容器和开关的成本可能大于变压器的较低成本以及在耦合升压电路中箝位(clamping)漏电感振荡可能更易于实现并可能需要较少组件这一事实带来的补偿。如图IA中所示，直流(DC)功率和电压(Va)的输入源110的第一端子连接到耦合电感器105的初级绕组的同名端(dotted terminal)。输入源110的第二端子连接到第一开关120a的第一端子。开关120a的第二端子连接到耦合电感器105的初级绕组的非同名端(undotted terminal)。耦合电感器105的次级绕组的非同名端连接到电容器11 的第一端子并连接到电容器11 的第一端子。耦合电感器105的次级绕组的同名端连接到第二开关120b的第一端子并连接到第三开关120c的第一端子。开关120b的第二端子连接到负载150的第一端子并连接到电容器11 的第二端子。开关120c的第二端子连接到电容器11 的第二端子并连接到负载150的第二端子。如本文中所使用的，“负载” 150的端子可一般解释为(例如，并且还称为)“输出”的端子。在操作中，电路100a具有两个工作状态，在各工作状态之间具有停歇时间，与工作状态的持续时间相比，该停歇时间可能是短暂的。这些工作模式由图IB和IC说明。为清楚起见，假定以下条件电路100a已达到稳态状态；电容器115足够大以使得电容器115 电压在单个工作循环上不变；耦合电感器105的初级绕组和次级绕组间有相当大量的互相磁耦合，并且漏电感很小且对电路电流和电压波形仅有很小影响；耦合电感器105的设计遵循反激式变压器的设计，因为耦合电感器105既用作磁能存储设备又用作通过初级与次级绕组匝数之比逐步提高或逐步降低电压和电流的方式。最后一个假定可暗示在耦合电感器105的芯结构或者由磁材料组成的磁芯结构中存在离散或分布式间隙，该磁材料的磁导率小于开关模式电源中使用的典型铁氧体功率材料(其一个例子3C80材料)的磁导率。在第一工作状态期间，如图IB中作为部分电路IOOb所说明的，开关120a和120b 是开启的(导电)，而开关120c是关闭的(不导电)。将领会到，该第一工作模式在图2A-2G 中示出的各个部分中说明(基本上是每个波形的每个周期的前一半)。电流在包括输入源110、耦合电感器105的初级绕组和开关120a的初级回路中流过。电流还在包括电容器 115a、开关120b、以及耦合电感器105的次级绕组的第一次级回路中顺时针流动，并在包括电容器11 和115b、以及负载150的第二次级回路中顺时针流动。在第一工作状态期间，电流在初级回路中斜变上升，如图2B中所示。初级回路中的电流上升率可取决于耦合电感器105的磁化电感的值和施加于该磁化电感的源电压。在开关120a的开启时间期间初级回路中的电流具有两个分量磁化电流分量和反射的次级电流分量。初级电流中反射的次级电流分量可基本等于次级绕组电流乘以耦合电感器105 的次级与初级匝数比。在第一工作状态期间，电容器11 被充电且电容器11 被放电。图IC示出(作为部分电路IOOc的)第二工作状态，其中开关120a和120b是关闭的，而开关120c是开启的。将领会到，该第二工作模式在图2A-2G中示出的各个部分中说明(基本上是每个波形的每个周期的后一半)。在第二工作状态期间，耦合电感器105、 开关120c、以及电容器11 实质上作为反激式转换器次级电路运转。例如，在第二工作状态期间，磁化电流在次级绕组和开关120c中流动并斜变下降，如图2F和2G所示。在第二工作状态期间，电容器11 被充电且电容器11 放电到负载。值得注意的是，在典型的耦合电感器升压转换器中，和图IA的电路IOOa所示的一样，磁化电流总是显著地为正。例如，如图2G中所示，耦合电感器升压转换器以连续模式工作。磁化电流(Imm)周期性地斜变上升和斜变下降，但在工作期间不接近零电流。简要概述尤其提供了新颖的耦合电感器升压电路，该耦合电感器升压电路在零电流开关 (ZCS)边界模式和/或零电压开关輔边界模式中工作。一些实施例包括可基本消除整流器反向恢复效应而不使用高侧初级开关和高侧初级开关驱动器的耦合电感器升压电路。 其他实施例包括可达到基本为零的电压开关的耦合电感器升压电路。根据一些实施例，ZCS和ZVS模式是使用控制技术来实现的。在某些实施例中，感测磁化电流，并且相应地生成控制信号。在其他实施例中，生成磁化电流的表示，并且相应地生成控制信号。该控制信号可随后用于控制耦合电感器的初级功率侧(例如，影响其开关)。该控制信号还可用于直接或间接控制耦合电感器的次级功率侧(例如，影响其开关)。附图简述参照以下附图，可实现对本发明的本质和优点的进一步理解。在附图中，类似组件或特征可具有相同的附图标记。此外，相同类型的各个组件可通过在附图标记后跟随在类似组件间进行区分的第二标记(例如，较低字母)来区分。如果在说明书中仅使用第一附图标记，则该描述适用于具有相同第一附图标记的任何一个类型组件而不管第二附图标记。图IA示出现有技术的耦合电感器升压转换器电路的实施例。图IB示出图IA的转换器的现有技术第一工作状态的实施例。图IC示出图IA的转换器的现有技术第二工作状态的实施例。图2A-2G示出图IA电路布局的现有技术说明性波形描述的各个实施例。图3A示出根据各个实施例的说明性耦合电感器升压功率转换器的简化框图。图;3B示出根据各个实施例的另一说明性耦合电感器升压功率转换器的简化框图。图4示出根据各个实施例的说明性ZCS模式耦合电感器升压功率转换器的示意图。图5A-5G示出描述图4的ZCS模式耦合电感器升压功率转换器的功能性的说明性波形。图6示出根据各个实施例的说明性ZVS模式耦合电感器升压功率转换器600的示意图。图7A-7G示出描述图6的ZVS模式耦合电感器升压功率转换器的功能性的说明性波形。图8示出根据各个实施例的说明性耦合电感器升压功率转换器的示意图。图9示出根据各个实施例与图8的转换器类似、但其次级侧开关实现为全桥整流器排列中的多对开关的另一说明性耦合电感器升压功率转换器的示意图。
图10示出根据各个实施例的说明性抽头电感器升压功率转换器的示意图。图11示出根据各个实施例与图10的转换器类似、但其第一负载端子连接到第二输入源端子的另一说明性抽头电感器升压功率转换器的示意图。图12示出根据各个实施例与图10的转换器类似、配置为允许负载电压大于线电压但第一负载端子连接到第二输入源端子的另一说明性抽头电感器升压功率转换器的示意图。图13示出根据各个实施例与图10的转换器类似、但某些开关是使用MOSFET实现的另一说明性抽头电感器升压功率转换器的示意图。图14示出根据各个实施例与图10的转换器类似、但所有开关是使用MOSFET实现的甚至另一说明性抽头电感器升压功率转换器的示意图。图15示出根据各个实施例与图10的转换器类似、但负载的第二端子连接到输入源的第一端子(根据参考图10讨论的惯例)的另一说明性抽头电感器升压功率转换器的示意图。图16示出根据各个实施例与图15的转换器类似、但负载的第二端子连接到输入源的第二端子(例如，根据参考图10讨论的惯例)的又一说明性抽头电感器升压功率转换器的示意图。图17示出根据各个实施例与图15的转换器类似、但负载与输入源和主开关共享参考电压(例如，接地)的另一说明性抽头电感器升压功率转换器的示意图。图18示出根据各个实施例与图17的转换器类似、但使用二极管电容倍增器整流网络来倍增输出负载电压的另一说明性抽头电感器升压功率转换器的示意图。
图19示出根据各个实施例的用于在ZCS和/或ZVS模式中使用耦合电感器升压功率转换器的说明性方法的流程图。详细描述本文描述了用于提供新颖的耦合电感器升压电路的各个实施例，该耦合电感器升压电路在零电流开关(ZCS)边界模式和/或零电压开关(ZVS)边界模式中工作。例如，各实施例表明了对于某些应用(诸如，在绝缘可能不是必需的电路应用中)相对于典型反激式控制器布局的改进功能性。一些实施例包括可基本消除整流器反向恢复效应而不使用高侧初级开关和高侧初级开关驱动器的耦合电感器升压电路。其他实施例包括可基本达到零电流和/或零电压开关的耦合电感器升压电路。例如，ZCS可通过使用足够小以使得磁化电流可在每个循环降低到零的磁化电感来实现。替换地，ZVS可通过使用足够小以使得磁化电流可在每个循环反转的磁化电感来实现。由于磁化电流仅仅是总绕组电流的一部分，因此相关联的传导损耗代价可能很小。某些电路实施例包括单个磁电路元件、一个有效线侧开关、和两个负载侧整流器。根据一些实施例，ZCS和ZVS模式是使用控制技术来实现的。在某些实施例中， 感测磁化电流，并且相应地生成控制信号。在其他实施例中，生成磁化电流的表示，并相应地生成控制信号。该控制信号可随后用于控制耦合电感器的初级功率侧(例如，影响其开关)。该控制信号还可用于直接或间接控制耦合电感器的次级功率侧(例如，影响其开关)。如本文中所使用的，“连接”旨在包括存在“用于在标识为被连接的电路的两个点之间传导电子电流的直接导线路径，而不存在阻抗足够大到改变电流或产生这两点间基本不为零的电压差的居间电路元件”的情景。并且，如本文中所使用的，术语“开关”旨在广泛解释为“可具有至少两个电子状态的电子电路元件，其中一个状态基本上阻止电流通过该元件而另一状态允许电流基本上不受阻碍地通过该元件”。开关的各个示例最少包括整流器二极管、晶体管、继电器和晶闸管。首先转到图3A，示出了根据各个实施例的说明性耦合电感器升压功率转换器 300a的简化框图。耦合电感器升压功率转换器300a包括输入电源310、初级功率模块320、 变压器330、次级功率模块340、负载350、以及电流感测控制模块360。如以上参考现有技术转换器所讨论的，输入电源310可以是DC功率和电压的源，变压器330可配置为耦合电感器，而负载350可以是任何期望的输出负载350，这取决于应用环境。初级功率模块320可包括用于驱动变压器330的初级侧的一个或更多个开关。变压器330可将来自初级功率模块320的初级侧功率转换为次级侧功率，例如通过变压器330 使用初级侧电流来感生次级侧电流。在次级侧，次级功率模块340可配置为向负载350递送(例如，处理、转换等)次级侧功率。在各个实施例中，变压器330(例如，变压器330的次级绕组)的磁化电流是通过电流感测控制模块360来感测的。电流传感控制模块360可随后生成用于控制初级功率模块320和/或次级功率模块340的控制信号。例如，在ZCS模式中，电流感测控制模块360 可根据变压器330的次级侧磁化电流何时基本为零(例如，一般略微为正，但接近零电流) 来开关初级功率模块320。在ZVS模式中，电流感测控制模块360可根据变压器330的次级侧磁化电流何时足够负到为零电压开关提供能量来开关初级功率模块320。在一些实施例中，控制开关可用于直接控制次级功率模块340的开关，由此控制到负载350的输出。但是，在一些实施例中，次级功率模块340开关配置为根据变压器330 的次级侧的状态而工作。例如，次级功率模块340开关可根据变压器330的次级绕组的极性来开关。这样，在一些实施例中，控制信号仅通过直接影响初级功率模块320来间接影响次级功率模块；340。值得注意的是，电流感测控制模块360的电流感测(例如，反馈)功能性可以其他方式实现。图3B示出根据各个实施例的另一说明性耦合电感器升压功率转换器300b的简化框图。耦合电感器升压功率转换器300b的布局可基本等同于图3A的耦合电感器升压功率转换器300a的布局，但增加了电流建模模块370。在一些应用中，可能期望避免对变压器330磁化电流的直接感测。例如，可能期望在电路的初级侧上实现电流感测控制模块360 (例如，用于绝缘和/或其他原因)，这可使得直接感测是次优的。这样，电流建模模块370的各个实施例生成磁化电流的表示。例如，本领域已知各种技术用于生成基本上表示(例如，跟踪)变压器330的磁化电流的电流。各个实施例使用可操作的放大器和/或其他元件来生成该表示。如图3A的耦合电感器升压功率转换器300a中一样，该表示可被馈送到电流感测控制模块360中并用于生成用于控制初级功率模块320和/或次级功率模块340的控制信号。转到图4，示出根据各个实施例的说明性ZCS模式耦合电感器升压功率转换器400 的示意图。图5A-5G中示出描述ZCS模式耦合电感器升压功率转换器400的功能性的说明性波形。如图所示，ZCS模式耦合电感器升压功率转换器400包括输电源310、初级功率模块320、变压器330、次级功率模块340、负载350、以及电流感测控制模块360。输入电源310示为DC功率和电压(Va)的源，变压器330示为耦合电感器(Tl)， 而负载350示为一般输出负载350。初级功率模块320包括一个开关元件，即配置为控制 (例如，开关)变压器330的初级绕组处的电流的主MOSFET开关(M主)。次级功率模块340 包括两个开关元件，即整流器MOSFET开关(Msas)、和整流器二极管开关(Dsas)。次级功率模块340进一步示为包括耦合电容器(Ci^)和输出电容器(Cfiia)。在说明性实施例中，电流感测控制模块360包括感测电阻器(Rsm)，其配置为有效生成与变压器330的次级侧磁化电流基本上相关(例如，成比例)的电压降。电流感测控制模块360可进一步包括阈值电压发生器和比较器。在一些实施例中，阈值电压发生器配置为设置略微为正的阈值电压(V_)。当通过变压器330的次级侧的磁化电流逼近到充分接近零时，跨感测电阻器的电压可降到低于由阈值电压发生器设置的阈值电压，使得比较器的输出进行开关。比较器的输出可用作影响初级功率模块320的开关的控制信号。例如，当通过变压器330的次级侧的磁化电流逼近到充分接近零时，比较器的输出可配置为进行开关以开启主MOSFET开关。这进而可开始对变压器330的初级侧充电，由此可在变压器330的次级侧中感生电流。例如，如图5A-5G中所示，结果可能是基本为零的电流开关模式。当通过变压器 330的次级侧的磁化电流(Iaft)逼近到充分接近零时，如图5G所示，比较器的输出可配置为进行开关以开启主MOSFET开关(M主)，如图5A和5B所示(例如，这些附图分别示出通过主开关的电压基本为零，以及通过主开关的电流开始斜变上升)。当初级侧电流斜变上升时(例如，如图5B中所示)，次级侧电流可类似地斜变上升(例如，如图5D中所示)。在一些实施例中，这导致整流器二极管开关(Dsas)开启(导电)，并且整流器MOSFET开关(Msas)关闭(不导电)，分别如图5C和5F所示。在某一点上，这些开关有效地来回切换，使得主MOSFET开关(M主)和整流器二极管开关(Dsas)关闭并且整流器MOSFET开关(Msas)开启。次级功率模块340上产生的功率随后被递送到负载，并且通过变压器330的次级侧的磁化电流(Iaft)再一次开始向下朝零斜变。值得注意的是，零电流开关可通过在第二工作状态结束时使得磁化电流降低到零电流来实现。通过要求磁化电流在第二工作状态结束时降低到零电流，开关频率将随着负载变化而变化。由于变化的开关频率可能对其自身有不良影响，因此用户将必须针对特定应用在恒定频率操作与可变频率操作之间谨慎衡量。图6示出根据各个实施例的说明性ZVS模式耦合电感器升压功率转换器600的示意图。图7A-7G中示出描述ZVS模式耦合电感器升压功率转换器600的功能性的说明性波形。如图所示，ZVS模式耦合电感器升压功率转换器700包括输入电源310、初级功率模块 320、变压器330、次级功率模块340、负载350、以及电流感测控制模块360。为了说明的清楚起见，ZVS模式耦合电感器升压功率转换器600被示为与图4的 ZCS模式耦合电感器升压功率转换器400基本等同，除了电流感测控制模块360中所包括的阈值电压发生器的极性。在一些实施例中，阈值电压发生器配置为设置为负的阈值电压(V Λ)ο当通过变压器330的次级侧的磁化电流降到充分低于零时，跨感测电阻器的电压可类似地降到低于由阈值电压发生器设置的负阈值电压，使得比较器的输出进行开关。与图4的ZCS模式耦合电感器升压功率转换器400中一样，比较器的输出可用作影响初级功率模块320的开关的控制信号。例如，当通过变压器330的次级侧的磁化电流下降到充分低于零时，比较器的输出可配置为进行开关以开启主MOSFET开关(例如，要求基本为零的开关电压)。这进而可开始对变压器330的初级侧充电，由此可在变压器330的次级侧中感生电流。例如，如图7A-7G中所示，结果可能是基本为零的电压开关模式。当通过变压器 330的次级侧的磁化电流(Iaft)下降到充分低于零时，如图7G所示，比较器的输出可配置为进行开关以开启主MOSFET开关(Μ主)，如图7Α和7Β所示(例如，这些附图分别示出通过主开关的电压基本为零，以及通过主开关的电流开始向上斜变)。当初级侧电流斜变上升时(例如，如图7Β中所示)，次级侧电流可类似地斜变上升(例如，如图7D中所示)。在一些实施例中，这导致整流器二极管开关(Dsas)开启(导电)并且整流器MOSFET开关(Msas)关闭(不导电)，分别如图7C和7Ε所示。在某一点上，这些开关有效地来回切换。次级功率模块340上产生的功率随后(例如，通过整流器二极管开关被递送到负载，并且通过变压器330的次级侧的磁化电流(Iaft)再一次开始朝零下降(并最终低于零)。值得注意的是，在以上说明的实施例中，主MOSFET开关(M主)和整流器MOSFET开关(Mftas)是以MOSFET实现的，这可表明沟道电流的属性可为双向(例如，如图7F所示)。 还值得注意的是，阈值电压可被选择为对应于足够为主MOSFET开关(M主)达到基本为零的电压开关的磁化电流和磁化能量的量。在主MOSFET开关(M主)的开启转变期间，存储在变压器330的磁芯中的磁化能量被传递到主MOSFET开关(M主)的输出电容并传递到耦合至主MOSFET开关(M主)的漏极端子的其他表面电容，同时主MOSFET开关(M主)的沟道是关CN 102549903 A闭的。例如，耦合到主MOSFET开关(M主)的漏极的其他电容可包括变压器330的绕组内和绕组间电容、整流器二极管开关(Dsas)的结电容、整流器MOSFET开关(Mffiis)的输出电容，与耦合到主MOSFET开关(M±)的漏极的印制电路板上的铜迹线相关联的寄生电容，以及耦合到主MOSFET开关(M主)的漏极的其他电路元件的寄生电容，等等。这些电容可直接耦合、电容性耦合或磁耦合到主MOSFET开关(M主)的漏极。实际上，零电压开关可通过在每个工作状态期间使得磁化电流反转来达到。例如， 为了达到零电压开关，磁化电流应超过与足以驱动主开关的漏极电压为零伏的能量水平相对应的阈值。磁化电流可超过该阈值，由此峰至峰AC磁化电流大于达到零电压开关所必需的电流。固定频率控制方案可导致磁化电流在轻负载时超过阈值电流，这可能增加导电损耗。通过将磁化电流限制到阈值电流，导电损耗可降低但开关频率可能仍随着负载变化而变化。由于变化的开关频率可能对其自身有不良影响，因此用户将必须针对特定应用在恒定频率操作与可变频率操作之间谨慎衡量。与为了达到零电压开关的磁化电流反转相关联的导电损耗代价对于降压和反激式转换器是众所周知的。在这些转换器中，磁化电流在主开关的开启期间等于主开关电流。 在耦合升压转换器中，磁化电流可为总的主开关电流的一部分，使得与耦合升压转换器中磁化电流反转相关联的导电损耗代价的幅度可比类似的降压转换器或反激式转换器布局中的小很多。例如，磁化电流自身可较小，并且导电损耗代价可取决于该电流的平方。此外，降压或反激式转换器中的导电损耗代价可高度取决于线电压，从而为了在低线电压时达到零电压开关，高线电压时的导电损耗代价可能过量到该导电损耗代价可消除零电压开关达到的任何效率增益的程度。因此，在这些布局中，对于许多(如果不是大多数)应用该技术可能是不实用的。在耦合升压转换器中，AC磁化电流是取决于负载电压的， 但是相较于降压或反激式转换器可较少取决于线电压。一般的商业应用可能需要固定负载电压以及在线电压范围上的操作，这对于基于本文参考耦合电感器升压转换器布局的各个实施例所描述的磁化电流反转的零电压开关技术是适宜并实用的。为了更加清楚起见，将典型的耦合电感器升压功率转换器(例如，如图IA所示)、 ZCS模式耦合电感器升压功率转换器(例如，如图4所示)、以及ZVS模式耦合电感器升压功率转换器(例如，如图6所示)的第二工作状态相比较可能是有用的。其各自的磁化电流的说明性实施例分别在图2G、5G和7G中示出。根据图2G，典型的耦合电感器升压功率转换器配置以连续模式工作，其中磁化电流总是保持显著为正。根据图5G中所示的ZCS模式，磁化电流减小至零(例如，或者足够接近零的正电平)。该耦合电感器升压功率转换器由此在边界模式中工作，使得当下一个初级侧充电循环开始时(例如，当主MOSFET开关(M主)开启时)，将基本上没有整流器反向恢复效应。根据图7G中所示的ZVS模式，磁化电流减小至零并反向。耦合电感器升压功率转换器由此工作为使得当下一个初级侧充电循环开始时(例如，当主MOSFET开关(M主)开启时)，磁化电流被导向为减小主MOSFET开关(M主)电压。当阈值电压被合适设置时，主 MOSFET开关(M±)可在基本为零的电压上开启，例如，当磁化能量足够驱动主MOSFET开关 (M主)电压至零伏时开启。例如，这可有效地导致主MOSFET开关(M主)的漏极电路开启开关损耗被消除。
将领会到，根据其他实施例，ZCS和ZVS模式可以各种方式实现。在一些实施例中， 如参考图3A和4-7G所描述的，可用阈值电压发生器和比较器来实现电流感测控制模块360 以便为初级功率模块320生成合适的开关控制信号。在其他实施例中，例如，如参考图;3B所描述的，电流建模模块370可用于生成代表变压器330的磁化电流的信号，该信号随后可用于生成用于初级功率模块320的合适的开关控制信号。在其他实施例中，组件选择、定时、 和/或其他技术用于实现耦合电感器升压功率转换器的ZCS和/或ZVS模式。还将领会到，根据本发明的各个实施例，耦合电感器升压功率转换器的许多不同实施例可在ZCS和/或ZVS工作模式下被控制。为了更清楚起见，图8-20中说明了耦合电感器升压功率转换器布局的多个说明性实施例。各个示意图中未示出电流感测控制模块360或电流建模模块370以将本公开集中在相应附图所示的耦合电感器升压功率转换器上。但是，应当领会到，以上所讨论的任何控制技术可应用于这些或其他耦合电感器升压功率转换器布局的环境中。图8-18的各个实施例的操作将被本领域技术人员理解。这样，这些实施例仅在增加清楚性和能实现本公开所需的程度上描述。转到图8，示出根据各个实施例的说明性耦合电感器升压功率转换器800的示意图。图8的转换器800类似于参考图4和6说明和描述的那些转换器，除了所有开关元件是使用MOSFET来实现的。具体地，图4和6的整流器 MOSFET开关(Mftas)是作为整流器MOSFET开关(Mffiis2)8IOa来实现的，图4禾Π 6的整流器二极管开关(Dftas)是使用另一整流器MOSFET开关(Mftasi)SlOb来实现的。图9示出根据各个实施例与图8的转换器800类似、但具有实现为全桥整流器排列910中的一对开关的次级侧开关的另一说明性耦合电感器升压功率转换器900的示意图。在一些实施例中，与仅具有两个次级侧开关的实现相比，该全桥排列允许次级绕组和开关电流减小到大约为1/2。在一些情况下，较低的绕组和开关电流与较多开关的结合产生效率优势，这是因为绕组和开关中的导电损耗可取决于绕组和开关中的电流的平方。图10示出根据各个实施例的说明性抽头电感器升压功率转换器1000的示意图。 抽头电感器1010的第一端子连接至输入源310(例如，电压和功率的DC输入源)的第一端子。抽头电感器1010的第二端子连接至电容器1015a的第一端子。抽头电感器1010的第三端子连接至第一开关1020a的第一端子。第一开关1020a的第二端子连接至输入源310 的第二端子。电容器1015a的第二端子连接至第二开关1020b的第一端子并连接至第三开关1020c的第一端子。第二开关1020b的第二端子连接至输出电容1015b的第一端子、抽头电感器1010的第一端子(即，第一输入源310端子)、以及负载350的第一端子。第三开关1020c的第二端子连接至输出电容1015b的第二端子并连接至负载350的第二端子。在工作中，图10的转换器1000具有两个工作状态。在第一工作状态期间，第一开关1020a和第二开关1020b是开启的，而第三开关1020c是关闭的。在第一工作状态中，第一开关1020a中电流斜变上升。第一开关1020a中的电流具有两个分量抽头电感器1010 的磁化电流；以及与第二开关1020b电流相关的感生电流。第二开关1020b电流对电容器 101 充电，并且电容器101 向负载350中放电。在第二工作状态中，第一开关1020a和第二开关1020b是关闭的，而第三开关1020c是开启的。在第二工作状态中，抽头电感器1010 磁化电流在第三开关1020c中流动并向下斜变。电容器101 被放电并且电容器101 被充电。第三开关1020c电流还支持负载350。
值得注意的是，图10的实施例说明耦合电感器升压转换器功能性可根据各种布局实现。例如，如图10所示，抽头电感器在根据某些布局实现时可产生与耦合电感器类型的功能性。这样，如本文中所使用的，短语“耦合电感器”旨在包括任何类似功能电路布局， 诸如抽头电感器。图11示出根据各个实施例与图10的转换器1000类似、但其第一负载350端子连接至第二输入源310端子而不是第一输入源310端子的另一说明性抽头电感器升压功率转换器1100的示意图。将领会到，这种类型的布局可从负载向用于第一开关1020a的控制电路提供较简易的反馈(例如，如以上参考电流感测控制模块360所描述的)。例如，这可能缘于第一开关1020a和负载350具有相同参考电压。值得注意的是，图11的布局在某些实施例中可能需要电容器101 具有较高的额定电压。此外，在一些实施例中为ZVS模式实现选择某些参数和分量值。例如，抽头电感器 1010的磁化电感选择为足够小到使得磁化电流在每个工作状态期间反转并且抽头电感器 1010的磁化能量驱动第一开关1020a的零电压开启开关转变。图12示出根据各个实施例与图10的转换器1000类似、配置为允许负载电压大于线电压但第一负载350端子连接至第二输入源310端子而不是第一输入源310端子的另一说明性抽头电感器升压功率转换器1200的示意图。例如，在类似于图10和11所描述的实施例中，负载；350电压可小于线(即，输入源310)电压。图13示出根据各个实施例与图10的转换器1000类似、但某些开关是使用MOSFET 实现的另一说明性抽头电感器升压功率转换器1300的示意图。具体而言，根据图13的转换器1300，图10中所示第一开关1020a和第三开关1020c是作为MOSFET实现的，图10中所示第二开关1020b是作为二极管整流器实现的。通过在转换器1300的实施例中使用MOSFET 作为同步整流器，可实现ZVS模式。例如，同步整流器可使得磁化电流反转以用于零电压开关，如以上所述。当然，其中更多或更少MOSFET可用作转换器的各种开关元件的其他配置是可能的。例如，图14示出根据各个实施例与图10的转换器1000类似、但所有开关是使用MOSFET 实现的甚至另一说明性抽头电感器升压功率转换器1400的示意图。这种类型的布局可产生较低的开关导电损耗，例如，由于整流器二极管正向电压损耗(例如，如图13的转换器 1300实现中的)可通过使用所有的MOSFET来有效地消除。图15示出根据各个实施例与图10的转换器1000类似、但负载350的第二端子连接到输入源的第一端子(根据参考图10讨论的惯例)的另一说明性抽头电感器升压功率转换器1500的示意图。转换器1500的各个实施例提供了在DC输入源310的各个DC电平之间的中间电平的DC电压。在一些实施例中，DC电平偏移反馈信号用于从负载350向主开关1510的参考电平提供反馈。值得注意的是，需要偏移的电平的量以及与电平偏移相关联的功率损耗对于图15的转换器1500比图10的转换器1000所需的量要少。图16示出根据各个实施例与图15的转换器1500类似、但负载350的第二端子连接到输入源310的第二端子(例如，根据参考图10讨论的惯例)的又一说明性抽头电感器升压功率转换器1600的示意图。例如，输出端子DC电压生成为相对于主开关1610的参考电压为负。转换器1600的各个实施例可用于期望负的负载电压的应用。图17示出根据各个实施例与图15的转换器1500类似、但负载350与输入源310和主开关1710共享参考电压(例如，接地)的另一说明性抽头电感器升压功率转换器1700 的示意图。这种布局的各个实施例可提供超过输入源340电压的两倍的负载350电压。在一些实施例中，在主开关1710的开启时间期间，施加到电容器1715的电压大于输入源310 电压。当主开关1710关闭时，绕组电压加上电容器1715电压被加到输入源310电压上以形成负载350电压。图18示出根据各个实施例与图17的转换器1700类似、但使用二极管电容倍增器整流网络来倍增输出负载350电压的另一说明性抽头电感器升压功率转换器1800的示意图。图19示出根据各个实施例的用于在ZCS和/或ZVS模式中使用耦合电感器升压功率转换器的说明性方法1900的流程图。方法1900开始于框1910，生成耦合电感器升压转换器中的次级侧变压器磁化电流的表示。例如，该表示可在框1910通过电流感测(例如， 使用电阻器来产生与磁化电流成比例的电压)、通过重建(例如，使用积分器和信号处理器来人工重建该电流)等来生成。在框1920，可设置比较阈值电平。例如，可设置电压阈值以与框1910中生成的代表磁化电流的电压相比较。如以上所述，可设置阈值电平以用于ZCS边界工作模式(例如， 略微大于零)、用于ZVS边界工作模式(例如，指示磁化电流反转的负电平)，或者设置在一些其他有用电平上。在框1930，根据来自框1910的磁化电流表示和框1920的比较阈值来生成开关控制信号。在一些实施例中，开关控制信号配置为在两个工作状态中驱动转换器，这两个工作状态均向负载递送能量。该开关控制信号可随后在框1940用于控制转换器的初级功率模块。例如，转换器的初级功率模块可配置为根据该开关控制信号来开关磁化元件(例如，耦合电感器)的初级侧。如以上所述，在一些实施例中，还可在框1950使用该开关控制信号 (例如，或者从开关控制信号导出的另一信号)来控制转换器的次级功率模块。例如，该开关控制信号可直接或间接控制转换器的次级侧的开关。应当注意到，以上所讨论的方法、系统和设备旨在仅作为示例。例如，参考小信号和/或大信号功能性、模拟或数字信号等描述的各个实施例旨在仅作为示例。此外，特定电路元件在一些实施例中示出和/或描述仅用于描述的清晰，并不旨在限定。例如，将从以上描述中领会到许多布局是可能的，并且所有的各种布局可在两个工作状态期间向负载网络递送能量。例如，与能量仅在主开关关闭的工作状态期间向负载网络递送的传统反激式衍生电路相比，这可转换成较低的开关和绕组RMS电流。此外，所有的实施例被阐明为具有电压应力小于或等于输出电压或负载350电压的负载网络开关。例如，这可使得能使用与传统反激式衍生电路可能需要的那些开关相比有较低额定电压和较低正向电压或较低导通电阻的开关。由于绕组电压应力还可能比相当的反激式衍生电路的绕组电压应力小很多，因此用于负载350网络连接的绕组的绕组匝数可能较少，并且绕组电阻和相关联的绕组导电损耗可类似地减小。此外，反激式衍生电路中向负载350递送的基本上所有能量可首先存储于磁芯中的磁化能量中。根据以上所述的耦合电感器升压电路的各个实施例，仅有一部分向负载递送的能量可从磁芯中的磁能导出。向负载递送的一些能量可在主开关的开启时间期间通过理想的变压器动作经由耦合电感器传送，这可能基本上不需要所存储的磁能。作为较少存储磁能和绕组导电损耗优点的结果，用于耦合电感器升压衍生设计的磁组件可比例如为相同应用设计的反激式变压器的那些更小并且成本更低。应领会到，通过使得耦合电感器升压转换器中的磁化电流在每个开关循环中降低到零和/或甚至反转，形成了新颖的耦合电感器升压转换器，该耦合电感器升压转换器可针对所有转变在ZCS和/或ZVS模式中驱动以用于所有开关的零电流或零电压开启开关。 此外，这些模式可不使用高侧有源开关来实现。本文所描述的耦合电感器升压转换器的一些实施例还实现了较高或较低输出电压和/或减小的组件应力。再进一步，本文所描述的一些实施例阐明了，通过在升压衍生转换器中对电感器抽头并将绕组抽头电容性地耦合到整流器和负载网络，可揭示新的非绝缘功率转换器，其相比于例如传统反激式或降压-升压衍生功率转换器具有成本和效率的优势。具有较高阶二极管电容倍增器的电路可通过(例如，向图18的转换器1800)增加二极管和电容器用较高的输出电压来形成。进一步的实施例可通过使用类似电路布局、但带有共享共有电容器的多个交织平行电路、带有与所说明的极性相反的输入或输出极性、 具有带有多于两个绕组的耦合磁电路元件和带有大于一个输出的电路来实现。还进一步， 尽管许多实施例是以简单开关来说明的，其他实施例可包括N沟道M0SFET、P沟道M0SFET、 IGBT、JFET、双极晶体管、结整流器、肖特基整流器，等等。其他实施例还可包括附加的电路组件，诸如缓冲器(有源和无源的)、以及用于达成改善的电磁兼容性的箝位。又有其他实施例可包括与一个或多个开关串连放置的用于感测开关电流的电流感测电阻器和/或电流变压器，例如，因为这些电流感测电路元件可构成去往或来自开关的直接导线路径(例如，它们不会显著改变电路的工作电流或电压)。必须强调，各种实施例可恰适地省略、代换、或添加各种过程或组件。例如，应当领会到，在替换实施例中，这些方法可按照不同于所描述的顺序来执行，并且可添加、省略或组合各个步骤。此外，在各个其他实施例中可组合参照特定实施例描述的各个特征。可以类似方式组合各个实施例的不同方面和组件。此外，应当强调，技术是发展的，由此很多组件是示例并且不应当解释为限制本发明的范围。应当领会到，以下系统、方法、和软件可单独地或共同地成为更大系统的组件，其中其他过程可优先于或以其他方式修改其应用。另外，在以下实施例之前、之后或同时可采取数个步骤。说明书中给出了具体细节以提供对各实施例的透彻理解。然而，本领域的普通技术人员将理解无需这些具体细节就可实践各实施例。例如，公知的电路、过程、算法、结构、 波形和技术未示出不必要的细节以免湮没各实施例。此外，可假设贯穿本说明书的各个点，所有组件是理想的(例如，它们不产生延迟并且是无损耗的)以简化对本发明的关键思想的描述。本领域技术人员将领会，可通过已知的工程和设计技巧来处理非理想性。本领域技术人员将进一步理解到可用基本等同或其他配置来实现各实施例。例如，使用对于本领域技术人员来说公知的修改，参考N沟道晶体管描述的电路也可用P沟道设备实现，或者示为电阻器的某些元件可通过提供类似功能性的另一设备(例如，在其线性范围中工作的MOS设备)来实现。此外，还应注意，这些实施例可能作为被描绘为流程图或框图的过程来描述。尽管各自可能将各操作描述为顺序过程，但是很多操作可以并行或并发执行。此外，这些操作的顺序可被重排。过程可具有附图中不包括的附加步骤。 因此，上述描述不应当被认为限制由所附权利要求描述的本发明的范围。
权利要求
1.一种功率转换器系统，包括耦合电感器功率转换器子系统，包括变压器模块，其具有初级侧和与所述初级侧电磁耦合的次级侧，所述变压器模块配置为根据所述变压器模块的所述初级侧上产生的第一能量在所述次级侧上产生第二能量；初级功率模块，其与所述变压器模块的初级侧耦合并配置为至少根据从电源接收的输入功率控制所述变压器模块的初级侧上产生的所述第一能量；以及次级功率模块，其与所述变压器模块的次级侧耦合并配置为从所述变压器模块的所述次级侧向输出递送至少一些所述第二能量；以及控制子系统，其与所述初级功率模块耦合并配置为进一步根据所述变压器模块的所述次级侧上产生的所述第二能量来控制所述变压器模块的所述初级侧上产生的所述第一能量。
2.如权利要求1所述的功率转换器系统，其特征在于，所述控制子系统配置为通过在所述耦合电感器功率转换器子系统的每个工作循环期间允许所述变压器模块中产生的磁化电流下降到基本为零来驱动所述耦合电感器功率转换器子系统在基本为零的电流开关模式中工作。
3.如权利要求2所述的功率转换器系统，其特征在于所述初级功率模块配置为在关闭工作状态和开启工作状态中工作，并且当所述变压器模块的磁能下降到基本为零时将所述初级功率模块从关闭工作状态转变到开启工作状态。
4.如权利要求1所述的功率转换器系统，其特征在于，所述控制子系统配置为通过在所述耦合电感器功率转换器子系统的每个工作循环期间允许所述变压器模块中产生的磁化电流下降到充分低于零以产生反转的磁化电流来驱动所述耦合电感器功率转换器子系统在基本为零的电压开关模式中工作，使得所述反转的磁化电流足以使用基本为零的开关电压来开关所述初级功率模块。
5.如权利要求4所述的功率转换器系统，其特征在于所述初级功率模块配置为在关闭持续时间在关闭工作状态中工作并在开启持续时间在开启工作状态中工作，使得在关闭持续时间期间在所述变压器模块上产生磁能，所述磁能的量足以在所述初级功率模块从所述关闭工作状态向所述开启工作状态转变期间使所述初级功率模块的固有输出电容完全放电。
6.如权利要求1所述的功率转换器系统，其特征在于，所述初级功率模块包括第一开关子模块，所述第一开关子模块与所述电源和所述变压器模块的所述初级侧电耦合，并配置为控制从所述电源至所述变压器模块的所述初级侧的电流的流动以控制所述变压器模块的所述初级侧上产生的所述第一能量。
7.如权利要求6所述的功率转换器系统，其特征在于，所述次级功率模块包括第二开关子模块，其与所述输出的第一端子电耦合并配置为与所述第一开关子模块基本同步地开关；第三开关子模块，其与所述输出的第二端子电耦合并配置为与所述第一开关子模块基本反同步地开关。
8.如权利要求6所述的功率转换器系统，其特征在于所述变压器模块配置为在所述耦合电感器中产生磁化电流，所述磁化电流具有AC分量和DC分量，所述AC分量具有至少为所述DC分量的幅度的两倍的幅度；以及所述耦合电感器功率转换器子系统配置为使得对应于所述磁化电流的磁化能量有助于在所述第一开关子模块的开启开关转变期间使所述第一开关子模块的固有输出电容放 H1^ ο
9.如权利要求1所述的功率转换器系统，其特征在于，所述初级功率模块和所述次级功率模块配置为在第一工作状态和第二工作状态中工作，从而来自所述变压器模块的所述次级侧的至少一些所述第二能量在所述第一工作状态和第二工作状态两者期间被递送到所述输出。
10.如权利要求1所述的功率转换器系统，其特征在于，所述变压器模块包括 具有所述初级侧的初级绕组、所述次级侧的次级绕组、以及所述初级侧和所述次级侧之间的磁芯结构的耦合电感器，所述初级绕组和所述次级绕组配置为相互磁耦合，并且所述磁芯结构配置为存储磁能。
11.如权利要求1所述的功率转换器系统，其特征在于，所述变压器模块包括抽头电感器，其具有至少三个端子并配置为在所述耦合电感器功率转换器子系统的所述变压器模块的所述初级侧和所述次级侧分别显现初级绕组和次级绕组。
12.如权利要求1所述的功率转换器系统，其特征在于，所述控制子系统包括 表示模块，其配置为生成所述变压器模块的所述次级侧上产生的磁化能量的表示， 所述控制子系统配置为根据所述磁化能量的所述表示生成控制信号并使用所述控制信号以有助于控制所述变压器模块的所述初级侧上产生的所述第一能量。
13.如权利要求12所述的功率转换器系统，其特征在于，所述表示模块包括传感器，其配置为感测所述变压器模块的所述次级侧上产生的所述磁化能量并输出作为所述表示的信号。
14.一种用于功率转换的方法，包括生成对应于耦合电感器功率转换器中的变压器的次级侧上产生的磁化能量的第一信号；选择比较阈值；根据所述第一信号和所述比较阈值生成第二信号；以及根据所述第二信号控制所述耦合电感器功率转换器中的所述变压器的初级侧，使得所述耦合电感器功率转换器在每个转换器工作循环期间在关闭工作状态中和开启工作状态中工作，并且从所述关闭工作状态到所述开启工作状态的转变根据所述第二信号发生。
15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，根据所述第二信号控制所述耦合电感器功率转换器中的所述变压器的所述初级侧包括当所述变压器的磁能下降为基本为零时驱动所述耦合电感器功率转换器从所述关闭工作状态向所述开启工作状态的转变。
16.如权利要求14所述的方法，其特征在于，所述耦合电感器功率转换器配置为使得在所述关闭工作状态期间在所述变压器上产生磁能，所述磁能的量足以在从所述关闭工作状态向所述开启工作状态转变期间使所述初级侧上的开关组件的固有输出电容完全放电。
17.如权利要求14所述的方法，其特征在于，生成对应于所述耦合电感器功率转换器中的所述变压器的所述次级侧上产生的所述磁化能量的所述第一信号包括感测所述变压器中的磁化电流，根据所感测的磁化电流生成所述第一信号。
18.如权利要求14所述的方法，其特征在于，生成对应于所述耦合电感器功率转换器中的所述变压器的所述次级侧上产生的所述磁化能量的所述第一信号包括提供建模电路，所述建模电路与所述变压器的所述次级侧基本电隔离并配置为生成对应于所述耦合电感器功率转换器中的所述变压器的所述次级侧上产生的所述磁化能量的输出；以及根据所述建模电路的所述输出生成所述第一信号。
19.一种功率转换器系统，包括具有变压器的耦合电感器功率转换器子系统，所述变压器的初级侧配置为由初级功率模块驱动，所述初级功率模块包括用于开关的装置，所述用于开关的装置配置为控制所述变压器的所述初级侧上产生的第一能量；用于生成所述变压器的次级侧上产生的第二能量的表示的装置；以及用于控制所述用于开关的装置以进一步根据所述变压器的所述次级侧上产生的所述第二能量来控制所述变压器模块的所述初级侧上产生的所述第一能量的装置。
20.如权利要求19所述的功率转换器系统，其特征在于，所述用于控制所述用于开关的装置的装置配置为通过在所述耦合电感器功率转换器子系统的每个工作循环期间允许所述变压器模块中产生的磁化电流下降到基本为零来驱动所述耦合电感器功率转换器子系统在基本为零的电流开关模式中工作。
21.如权利要求19所述的功率转换器系统，其特征在于，所述用于控制所述用于开关的装置的装置配置为通过在所述耦合电感器功率转换器子系统的每个工作循环期间允许所述变压器模块中产生的磁化电流下降到充分低于零以产生反转的磁化电流来驱动所述耦合电感器功率转换器子系统在基本为零的电压开关模式中工作，使得所述反转的磁化电流足以用基本为零的开关电压来驱动所述用于开关的装置进入开启开关状态。
全文摘要
描述了用于使用耦合电感器升压电路以在零电流开关(ZCS)和/或零电压开关(ZVS)边界模式中工作的方法、系统和设备。一些实施例包括可基本消除整流器反向恢复效应而不使用高侧初级开关和高侧初级开关驱动器的耦合电感器升压电路。其他实施例包括可达到基本为零的电压开关的耦合电感器升压电路。ZCS和ZVS模式可使用控制技术来实现。例如，磁化电流可被感测或以其他方式表示，并且可相应地生成信号以用于控制控制器的开关。
文档编号H02M3/28GK102549903SQ201080039355
公开日2012年7月4日 申请日期2010年6月28日 优先权日2009年6月27日
发明者E·H·小怀登伯德, G·拉斯科 申请人:美高森美公司