专利名称：开关电源电路和功率因数控制器的制作方法
开关电源电路和功率因数控制器[技术领域]本发明涉及用于将既定的直流输出电压从交流电源提供至负载的开关电源电路和功率因数控制器，更具体地涉及可在临界电流控制方法和连续电流控制方法之间执行开关的开关电源电路和功率因数控制器。通过供应有商业交流电源电压(AC 100到240V)的许多电子设备，使用开关电源电路来获取用于驱动内部电路的直流电压。相应地，开关电源电路需要整流电路，用于将商用交流电源电压转换为直流电压。如果没有功率因数改进，则仅在输入电压位于峰值附近吋，电流流向连接至整流电路的平滑电容器。因此，在整流电路中产生高频电流与电压分量。这些分量是高频噪声之源，且引起功率因数的下降。功率因数是通过将输入有效功率Pi (W)(其是交流电路中输入电压和输入电流的乘积的时间平均)除以视在功率(其是输入电压的有效值和输入电流的有效值的乘积)得到的值。通过将视在功率乘以取决于负载的系数(功率因数)而得到有效功率。如果将AC100V施加给简单的电阻负载，则电压和电流的相位相同且功率因数是I。然而，电流的相位可由于不同于电阻器的负载而偏离于电压的相位。在此情况下，为了补偿对应于这个偏离量的功率因数的下降，有必要増加输入电流。这引起输入线上功率损失的増加。因此，有必要通过使用PFC(功率因数控制器)来防止功率因数的下降而控制此功率损失、并控制上述高频噪声。
图13示出含有使用固定导通宽度控制方法的常规功率因数控制器的开关电源电路。
功率因数控制器通过使输入电流的相位与经开关电源电路中的整流电路整流的交流输入电压的相位相同来改进功率因数，并控制导致有害的EMI (电磁干扰)或设备的损害的高频电流和电压。在图13中所示的开关电源电路中，交流输入电压由全波整流器I进行全波整流。电容器2的一端连接至全波整流器I的输出侧。因为下文所描述的开关元件4的开关操作而产生的高频分量由电容器2移除。包括变压器T的初级电感器3、作为MOSFET (金属氧化物半导体场效应晶体管)的开关元件4、ニ极管5、以及电容器6的升压电路也连接至全波整流器I的输出侧。从全波整流器I输出的经整流电压由升压电路增大并整流。通过这样做，例如约400伏特的直流输出电压可被供应至连接在输出端子7和接地之间的负载(未示出)。功率因数控制器100包括将各种功能累积进来的累积电路，且具有用于接收反馈信号的FB端子、用于检测流过开关元件4的电流的IS端子、用于输出的OUT端子、用于接收零交叉信号的ZCD(零电流检测)端子、用于连接确定振荡器13的振荡波形的电阻器的RT端子、以及用于连接相位补偿元件的COMP端子。此外，该累积电路包括用于放大并输出检测到的输入至FB端子的输出电压的值和參考电压Vref之间的差的误差放大器11、PWM(脉冲宽度调制)比较器12、振荡器13、OR(或)电路14a和14b、RS触发器(FF) 15、Z⑶比较器16、定时器17、用于过电压保护的OVP (过电压保护)比较器18、以及用于检测过电流的比较器19。功率因数控制器100的RT端子连接至时基电阻器Rl的一端，该时基电阻器Rl的另一端接地。Z⑶端子经由电阻器R2连接至变压器T的次级电感器8的一端，且该次级电感器8的另一端接地。OUT端子连接至作为开关元件4的MOSFET的栅极端子。开关元件4的源极端子连接至电流检测电阻器R3的一端，该电流检测电阻器Rl的另一端接地。MOSFER的源极端子和电流检测电阻器R3的一端相连接的点被连接至IS端子。输出端子7经由串联连接的分压电阻器R4和R5接地。分压电阻器R4和R5相连接的点被连接至FB端子。COMP端子经由电容器Cl接地。电阻器R6和电容器C2串联连接且与电容器Cl并联连接。此外，功率因数控制器100具有用于接收电源电压的VCC端子(未示出)、用于接地连接的GND端子(未示出)。有了上述的开关电源电路，功率因数控制器100使得流过升压电路的电感器电流Il的相位与经全波整流器I全波整流的交流输入电压的相位相等。因此，其功率因数得到改进。功率因数控制器100的误差放大器11是跨导放大器。參考电压Vref被输入至误差放大器11的非反相输入端子，且误差放大器11的反相输入端子连接至FB端子。误差放大器11的输出端子连接至COMP端子以及PWM比较器12的反相输入端子。PWM比较器12的输出端子经由OR电路14a连接至RS触发器15的重置端子。振荡器13经由RT端子连接至外部时基电阻器R1，并产生其斜率对应于时基电阻器Rl的电阻值的锯齿振荡输出。振荡输出被提供至PWM比较器12的非反相输入端。參考电压Vzcd被输入至Z⑶比较器16的非反相输入端子，且Z⑶比较器16的反相输入端子连接至Z⑶端子。来自Z⑶比较器16的输出信号和来自定时器17的输出信号经由OR电路14b被提供至RS触发器15的置位端子。来自RS触发器15的输出端子Q的输出信号SO经由OUT端子被提供至开关元件4的栅极端子。參考电压Vovp被输入至OVP比较器18的反相输入端子，且OVP比较器18的非反相输入端子连接至FB端子。OVP比较器18的输出端子经由OR电路14a连接至RS触发器15的重置端子。參考电压Vovc被输入至比较器19的反相输入端子，且比较器19的非反相输入端子连接至IS端子。比较器19的输出端子经由OR电路14a连接至RS触发器15的重置端子。为通过固定导通宽度控制方法改进功率因数而执行的操作如下。Z⑶比较器16检测当流经包括在升压电路中的变压器T的初级电感器3的电感器电流ん变成零时的电压值。当Z⑶比较器16检测到电感器电流し为零时，来自Z⑶比较器16的输出信号变为H(高)并经由OR电路14b置位RS触发器15。因此，来自RS触发器15的输出信号SO变为H且此信号从OUT端子输出。相应地，开关元件4导通。此外，来自Z⑶比较器16的输出信号被输入至振荡器13。当振荡器13被来自ZCD比较器16的输出信号触发时,振荡器13在开关元件4导通的同一时刻开始产生锯齿震荡输出(锯齿信号)。当锯齿信号达到既定值时，振荡器13停止产生振荡输出、将振荡输出重置为初始值、并等待下ー个触发输入。然后，通过分压电阻R4和R5将输出至输出端子7的直流电压分压而获得的信号作为反馈电压被反馈至FB端子。由误差放大器11产生通过放大反馈电压和參考电压Vref 之差而获得的误差信号Verr。PWM比较器12将误差信号Verr和来自振荡器13的锯齿信号相比较。当PWM比较器12检测到锯齿信号已经达到误差信号Verr的电平吋，PWM比较器12经由OR电路14a将重置信号输出至RS触发器15。因此，来自RS触发器15的输出信号SO变为L(低)。当已经变为L的输出信号SO从功率因数控制器100的OUT端子输出吋，开关元件4截止。
如果连接至开关电源电路的输出端子7的负载的大小在此时不变，则误差信号Verr也不变，且开关元件4的导通宽度是锯齿信号从參考值开始的时刻到锯齿信号达到误差信号Verr的时刻之间的时间。因此，控制导通宽度以使其不变。然而，交流电压被输入至开关电源电路，所以初级电感器3两端的电压根据相位角而变化。因此，流经变压器T的初级电感器3的电感器电流L的斜率根据输入电压而变化。电感器电流的峰值，即在开关元件4截止时刻的电流值，与交流输入电压成比例，并改进了功率因数。通过功率因数控制器的控制方法可宽泛地分为两种方法连续电流控制方法和临界电流控制方法。上述固定导通宽度控制方法属于临界电流控制方法。通过临界电流控制方法，检测在流经电感器(对应于图13中所示的电感器3)的电感器电流し变为零的时刻，且开关元件在该时刻导通。临界电流控制方法检测到电感器电流ら变为零，且导通开关元件4。相应地，可实现软切換。与通过实现硬切換的连续电流控制方法相比较，导通损耗较小且效率较高。另ー方面，通过临界电流控制方法，电感器电流し的峰值相比连续电流控制方法而言较高。因此，有必要增加电感器的电流容量。因此，功耗较低(例如，约250W或更低)的功率因数控制器使用临界电流控制方法，且临界电流控制方法并不适用于功耗高于250W的功率因数控制器。因此，为了即使在功耗较高的功率因数控制器中也能利用临界电流控制方法的优点，在专利文献I到4中提出了以下控制方法。通过使用辅助绕组(对应于图13中所示的变压器T的次级电感器8)来检测负载的大小。如果负载的大小小于或等于既定值，则应用临界电流控制方法。如果负载的大小大于或等于既定的值，则应用连续电流控制方法。在专利文献I到3中，通过利用从开关元件截止的时刻到电感器电流变成零的时刻之间的时间随负载大小増加(随着开关元件截止时电感器电流的増加)而变长的事实，而执行临界电流控制方法和连续电流控制方法之间的切換。这与图13所示的开关电源电路相同。即，在图13中所示的开关电源电路中，使用变压器T的次级电感器8作为辅助绕组来检测零电流。将检测到零电流的时刻与在开关元件4截止后定时器17上流逝了既定时间的时刻进行比较。控制RS触发器15以使开关元件4在前者和后者之中的较早时刻导通。因此，在检测到零电流之前所流逝的时间比定时器17所指定的既定时间长的重负载区域中应用连续电流控制方法，且在检测到零电流之前所流逝的时间比定时器17所指定的既定时间短的轻负载区域中应用临界电流控制方法。在专利文献4中，并不是直接由辅助绕组检测电感器电流是否变为零。负载的大小基于在开关元件处于截止状态时从辅助绕组输出正电压，而在开关元件处于导通状态时从辅助绕组输出负电压的事实来确定。即，通过使用来自辅助绕组的输出来对外部连接的电容器进行充电和放电，从而当开关元件处于截止状态时，电容器的累积电压(integratedvoltage)将升高。当该累积电压超过既定值时，作出开关元件的截止时间长且负载重的确定，且应用连续电流控制方法。在累积电压没有超过既定值的轻负载区域中应用临界电流控制方法。
[引用列表][专利文献][专利文献I]日本特开专利公报No. 2006-296158(參见例如段落12-50以及图I)[专利文献2]日本特开专利公报No. 2005-20994(參见例如段落145-197以及图5)[专利文献3]美国专利公报No. 2004/263140 (參见例如段落35_74以及图3)
[专利文献4]日本特开专利公报No. 2008-193818(參见例如段落11_46以及图I)[技术问题]使用上述功率因数控制器中每ー个，从辅助绕组输出的电压被用来实现临界电流控制方法或执行临界电流控制方法和连续电流控制方法之间的切換。因此，不可能移除辅助绕组本身。因此，不能降低开关电源电路的成本。本发明是在以上描述的背景情况下作出的。本发明的目的是提供在没有辅助绕组的情况下可在临界电流控制方法和连续电流控制方法之间执行切換的开关电源电路和功率因数控制器。[问题的解决方案]为了解决上述问题，根据本发明，此处提供了用于将既定的直流输出电压从交流电源供应至负载的开关电源电路，该开关电源电路包括对交流电源电压进行全波整流以输出脉动电流的整流电路、连接至该整流电路的电感器、开关元件、以及输出电容器。该开关电源电路包括检测流经电感器的电流并输出电感器电流检测电压的电感器电流检测电路；将该电感器电流检测电压转换为电压电平不同的第一电流电平信号和第二电流电平信号的电平转换电路；连续控制设置电路，其产生相位与来自第一电流电平信号的经全波整流的交流输入电压的相位大致相同的參考电位信号、并将该參考电位信号的电压电平与该第二电流电平信号的电压电平进行比较，从而产生指定开关元件导通的时刻的信号；以及检测流过该电感器的电流是否变为零的零电流检测电路。此开关电源电路的特征在于该开关元件在以下两个时刻中的较早时刻导通由连续控制设置电路指定的开关元件导通的时刻、以及零电流检测电路检测到流过电感器的电流变为零的时刻。此外，根据本发明，提供了功率因数控制器，其包括将电感器电流检测电压转换为电压电平不同的第一电流电平信号和第二电流电平信号的电平转换电路；连续控制设置电路，其产生相位与来自第一电流电平信号的经全波整流的交流输入电压的相位大致相同的參考电位信号、并将參考电位信号的电压电平与第二电流电平信号的电压电平进行比较，从而产生指定开关元件导通的时刻的信号；以及检测流过电感器的电流是否变为零的零电流检测电路，该开关元件在以下两个时刻中的较早时刻导通由连续控制设置电路指定的该开关元件导通的时刻、以及零电流检测电路检测到流过电感器的电流变为零的时亥lj。使用此功率因数控制器，可形成用于按外部连接的电阻器的电阻值改变參考电位信号的电压电平的外部端子。[发明的有益效果]根据本发明，可提供在没有辅助绕组的情况下可执行从临界操作至连续操作的切换的开关电源电路和功率因数控制器。[附图简述][图I]图I是根据第一实施例的开关电源电路的电路图。[图2]图2是示出包括图I所示的功率因数控制器中的电平转换电路和连续控制设置电路的具体结构的电路图。[图3]图3是图2所示的连续控制设置电路中所包括的单触发电路所输入和输出的信号的波形的时序图。[图4]图4(A)和4(B)分别是图2所示的连续控制设置电路中所包括的峰值保持电路和置位脉冲产生电路中的信号的波形的时序图。[图5]图5 (A)和5⑶是表示图I所示的功率因数控制器的操作的波形，图5 (A)是表示在负载轻时执行的临界操作的波形，图5(B)是表示在负载重时执行的连续操作的波形。[图6]图6是在负载重时在根据第一实施例的开关电源电路中流动的电感器电流的波形。[图7]图7示出在负载重时流动的电感器电流的峰值，并且为作比较还示出仅使用临界电流控制方法的常规电路中的电感器电流的峰值。[图8]图8是根据第二实施例的开关电源电路的电路图。[图9]图9是示出图8所示的功率因数控制器中所包括的电平转换电路和连续控制设置电路的具体结构的电路图。[图10]图10(A)和10⑶是描述图8所示的功率因数控制器的操作的视图，图10(A)是连续控制设置电路中所包括的置位脉冲产生电路中的每ー个信号的波形，图10(B)是在负 载重时执行的功率因数控制器的连续操作中的每ー个信号的波形。[图11]图11示出在连接至图8所示的功率因数控制器的外部电阻器的电阻值不同的情况下，负载重时电感器电流的峰值的比较結果。
[图12]图12示出电感器电流相对于开关元件中的发热的变化；以及[图13]图13示出包括使用固定导通宽度控制方法的常规功率因数控制器的开关电源电路。[实施例的描述]现在将參考附图对本发明的实施例进行描述。[示例I]图I是根据第一实施例的开关电源电路的电路图。与作为常规示例的图13所示的开关电源电路中所包括的那些组件相对应的组件将用同样的附图标记来标记，且将会省略重复描述。图I所示的开关电源电路包括对交流电源电压进行全波整流并输出脉动电流的全波整流器I、以及连接至该全波整流器I的电感器3。开关电源电路将既定的直流输出电压从交流电源供应至负载。在没有辅助绕组的情况下，开关电源电路通过在临界操作和连续操作之间执行切換的功率因数控制器10来对开关元件4进行导通-截止控制。相应地，图I所示的功率因数控制器10与图13所示的开关电源电路的常规功率因数控制器100在以下三个方面不同。第一，功率因数控制器10与功率因数控制器100的不同之处在于増加了电平转换电路20和连续控制设置电路30。第二，功率因数控制器10与功率因数控制器100的不同之处在于，当电感器电流ら流经图I所示的电感器电流检测电路中所包括的电流检测电阻器R3吋，负的电感器电流检测电压产生并供应至功率因数控制器10的IS端子。第三，功率因数控制器10与功率因数控制器100的不同之处在于不包括图13所示的定时器17。此夕卜，图I所示的开关电源电路和图13所示的开关电源电路的不同之处在于不包括变压器T的次级电感器8。将在示出电平转换电路20和连续控制设置电路30的具体结构的图2中详细描述，从电平转换电路20输出的电流电平信号S1、S2以及S3，以及从连续控制设置电路30经由OR电路14b供应至RS触发器15的第二置位脉冲S8。此外，来自供应有电流电平信号S3的Z⑶比较器16的输出信号将称为第一置位脉冲S9。图2是示出包括图I所示的功率因数控制器中的电平转换电路和连续控制设置电路的具体结构的电路图。电平转换电路20包括串联连接的电阻器R21到R24。一端连接至正參考电压Vref2，且另一端连接至IS端子。电平转换电路20将来自IS端子的输入电压偏移至其极性与电感器电流检测电压的极性相反的正电压，将输入电压转换为与流经电感器3的电感器电流ら成比例的三个电流电平信号SI、S2、以及S3，并在不同电压电平输出三个电流电平信号S1、S2、以及S3。第一电流电平信号SI从參考电压Vref2侧的电阻器R21和R22相连接的点输出，并供应给连续控制设置电路30。第二电流电平信号S2从中间电阻器R22和R23相连接的点输出，并供应给功率因数控制器10中所包括的比较器19和连续控制设置电路30。第三电流电平信号S3从IS端子侧的电阻器R23和R24相连接的点处输出，并供应给功率因数控制器10中所包括的Z⑶比较器16。Z⑶比较器16将第三电流电平信号S3与、參考电压Vzcd进行比较、检测流经电感器的电流变为零、并输出第一置位脉冲S9。即，ZCD比较器16用作零电流检测电路。连续控制设置电路30包括峰值保持电路40和置位脉冲产生电路50，并将第二置位脉冲S8输出至图I所示的OR电路14b。来自图I所示的RS触发器15的输出信号SO和来自电平转换电路20的第一电流电平信号SI被输入至连续控制设置电路30的峰值保持电路40。峰值保持电路40从第一电流电平信号SI产生峰值电平信号S6。置位脉冲产生电路50产生第二置位脉冲S8，其指定开关元件4导通的时刻。第二置位脉冲S8作用，从而在负载重时将开关元件4导通的时刻改变为零电流检测时刻之前的时刻。第二置位脉冲S8用来在负载重时将控制方法从临界电流控制切換到连续电流控制。峰值保持电路40包括产生与开关元件4截止的时刻同步的单触发脉冲S4和S5的单触发电路41、通过单触发脉冲S4和S5进入导通状态的转移栅42、以及包括串联连接的电阻器R7和电容器C3的保持电路43。单触发电路41包括MOSFET 31、恒流源32、电容器C4、反相器33和34、NAND (与非)电路35、以及反相器36。来自RS触发器15的输出信号SO被供应给MOSFET 31的栅极端子来导通或截止MOSFET 31。与MOSFET 31并联连接的电容器C4重复由M0SFET31放电以及由恒流源32充电。来自RS触发器15的输出信号SO被输入至反相器33。反相器34的输入端子连接至电容器C4和恒流源32相连接的点，且供应电容器C4的充电电压。来自反相器33的输出电压和来自反相器34的输出电压被输入至NAND电路35，并产生单触发脉冲S4。此外，来自NAND电路35的单触发脉冲S4由反相器36反相，且来自反相器36的输出电压是单触发脉冲S5。单触发脉冲S4和S5分别被供应至转移栅42的反相输入端子和非反相输入端子。保持电路43产生对应于第一电流电平信号SI的峰值的峰值电平信号S6,并将其输出至置位脉冲产生电路50。置位脉冲产生电路50包括放大器(电压跟随器)51、包括串联连接的两个电阻器R8和R9的电阻电路、以及比较器52。放大器51放大(阻抗转换)由峰值保持电路40产生的峰值电平信号S6。放大器51的输出端子经由电阻器R8和R9接地。电压电平与峰值电平电压S6相等的来自放大器51的输出电压由电阻器R8和R9分压，并产生參考电位信号S7。比较器52的反相输入端子连接至电阻R8和R9相连接的点，且參考电位信号S7被供应至比较器52的反相输入端子。第二电流电平信号S2从电平转换电路20供应至比较器52的非反相输入端子。比较器52将第二电流电平信号S2与參考电位信号S7的电压电平进行比较并输出第二置位脉冲S8。第二置位脉冲S8经由OR电路14b输入至RS触发器15。图3是图2所示的连续控制设置电路中所包括的单触发电路41所输入和输出的信号的波形的时序图。来自RS触发器15的输出信号SO被供应至单触发电路41。在时刻t0之前的时刻到时刻tl，输出信号SO处于0电平(低电平)。MOSFET 31处于截止状态。这与开关元件 4相同。此时，充电电流从恒流源32流向电容器C4，所以在时刻t0，电容器C4已被充电至既定电压电平(高电平)。相应地，在从时刻to到时刻tl的时间段中，I电平(高电平)从输入有输出信号SO的反相器33输出至NAND电路35，且0电平从反相器34输出至NAND电路35。因此，来自NAND电路35的输出处于I电平，且来自反相器36的输出处于0电平。因此，转移栅42处于截止(断开)状态。当在时刻tl输出信号SO变为I电平时，MOSFET 31导通。因此，电容器C4放电且至反相器34的输入立即被反相为0电平。来自两个逆变器33和34的输出信号同时被分别反相为0电平和I电平。然而，来自NAND电路35的输出被保持在I电平，所以转移栅42的截止状态不变。在输出信号SO返回至接近0电平的时刻t2，立即从反相器33输出I电平。然而，仅充电电流开始从恒流源32流向电容器C4。来自反相器34的输出保持在I电平。因此，来自NAND电路35的输出从I电平反相至0电平，且来自反相器36的输出从0电平反相至I电平。此外，处于0电平的单触发脉冲S4和处于I电平的单触发脉冲S5从单触发电路41输入至转移栅42。相应地，在从时刻t2到时刻t3的时间段中，通过由单触发电路41产生的单触发脉冲S4和S5作为互补信号，转移栅42处于导通状态，且第一电流电平信号SI被输入至保持电路43。对应于第一电流电平信号SI的峰值的峰值 电平信号S6经由转移栅42输入至保持电路43，且由峰值电路43的电容器C3所保持。即，当开关元件4处于导通状态时，电感器电流ら继续増加。因此，恰好在开关元件4截止的时刻，获得电感器电流し的最大值。来自单触发电路41的单触发脉冲S4和S5紧接着开关元件4截止之后发生。因此，通过对与电感器电流ら的峰值相对应的第一电流电平信号SI的峰值进行采样与保持而获得的峰值电平信号S6由保持电路42 (參见下文描述的图4(A))保持。当电容器C4在时刻t3由恒流源35充电至高于单触发电路41中的反相器34的阈值电压Vth时，来自反相器34的输出被反相至0电平。S卩，单触发脉冲S4和S5的脉冲宽度由从时刻t2到时刻t3的时间段指定。为简单起见，从时刻t2到时刻t3的时间段在图3中为稍长，不过事实上此时间段被设置为尽可能短。在此情况下，在此时间段中可执行上述采样与保持操作是有必要的。图4(A)和4(B)分别是图2所示的连续控制设置电路中所包括的峰值保持电路和设置脉冲产生电路中的信号的波形的时序图。图4(A)示出从RS触发器15输入至连续控制设置电路30的峰值保持电路40的输出信号S0、在输出信号SO下降的时刻所产生的单触发脉冲S5、第一电流电平信号SI、以及从第一电流电平信号SI产生的峰值电平信号S6。如上所述，当电感器电流ら流经电流检测电阻器R3吋，电流检测电阻器R产生负的电感器电流检测电压并将其供应给IS端子。电感器电流检测电压的绝对值随着电感器电流ら的増大而变得更大。因此，在图4(A)中，第一电流电平信号SI随着电感器电流込的增大而向下延伸。因此，当图4(A)中所示的第一电流电平信号SI和峰值电平信号S6的底峰值向下变化吋，电感器电流し的峰值变得更大。仍如上所述，功率因数控制器10使得交流输入电流的相位与开关电源电路中整流之后的交流输入电压的相位相同。因此，峰值电平信号S6的波形近似地类似于整流后的交流输入电压的波形。即，在负载重时许多电流流经开关元件4和电感器3，且此时，从第一电流电平信号SI产生的峰值电平信号S6以更大的曲率改变。图4 (B)示出參考电位信号S7和输入至比较器52的第二电流电平信号S2、以及从置位脉冲产生电路50输出的第二置位脉冲S8，作为比较器52的比较結果。在图4(B)中，比较了其相位与整流后的交流输入电压的相位近似相同的參考电位信号S7和第二电流电平信号S2的电压电平。
如上所述，參考电位信号S7通过将从峰值保持电路40输出的峰值电平信号S6进行电平移动(分压)来获得，并在负载重时以较大曲率变化。此外，第二电流电平信号S2与流经电感器3的电感器电流ら成比例地变化。这与第一电流电平信号SI相同。第二电流电平信号S2与第一电流电平信号SI的不同之处仅在于电压电平。开关元件4截止且电感器电流ら減少。因此，第二电流电平信号S2上升。当第二电流电平信号S2变得等于參考电位信号S7时，指定开关元件4导通的时刻的第二置位脉冲S8从比较器52输出。图5(A)和5(B)是表示图I中所示的功率因数控制器的操作的波形。图5 (A)是表示在负载轻时执行的临界操作的波形。图5(B)是表示在负载重时执行的连续操作的波形。图5(A)和5(B)示出电感器电流的波形以及參考电位信号S7、第二电流电平信号S2、以及从OUT端子输出的信号的电压波形，其中来自交流电源的交流输入电压的波形作为参考。參考电位信号S7、第二电流电平信号S2、以及从OUT端子输出的信号的相位与交流输入电压的相位近似相同。不管负载是轻还是重，在电感器电流ら变成零时的第二电流电平信号S2(零电流检测电平)，即，通过对输入至功率因数控制器10的IS端子的电感器电流检测电压的顶峰值进行电平移动而获得的值L0，是恒定值(=Vref2x(R23+R24V(R21+R22+R23+R24))。另一方面，在负载为轻时电感器电流检测电压的底峰值是负电压，其绝对值较小。相应地，參考电位信号S7的底峰值高于图5(B)中所示的參考电位信号S7的底峰值，且參考电位信号S7的最小值高于零电流检测电平L0。因此，在负载为轻时，第二置位脉冲S8不从连续控制设置电路30输出。在Z⑶比较器16检测到电感器电流L变为零时，输出第一置位脉冲S9，且开关元件4导通。在此情况下，在电感器电流し变为零的时刻，开关元件4从截止状态改变为导通状态，所以可实现临界电流控制方法。在另一方面，如图5(B)中所不,在负载重时,參考电位信号S7以较大曲率向下变化。在參考电位信号S7的一部分变得小于零电流检测电平LO的时刻，在第一置位脉冲S9之前第二置位脉冲S8从Z⑶比较器16输出。相应地，在负载重时，控制方法从临界电流控制切換为连续电流控制。图6是在负载重时在根据第一实施例的开关电源电路中流动的电感器电流的波形。图6示出通过连接电感器电流込的最大值而画出的包络曲线IEmax，以及通过连接电感器电流込的最小值而画出的包络曲线IEmin。如图5中所述，通过使用电感器电流检测电压来确定负载是轻还是重，且执行临界电流控制方法和连续电流控制方法之间的切换。因此，结果是当通过将其相位与交流输入电压的相位大致相同的电感器电流ら的最大值连接起来而画出的包络曲线的瞬时值较小时(S卩，时间til和tl2之间的中间区域以及时间tl2和tl3之间的中间区域)，使用临界电流控制方法，而当通过连接电感器电流込的最小值而画出的包络曲线的瞬时值较大时，使用连续电流控制方法。即使在电感器3的大小与常规临界电流控制中所使用的电感器的大小ー样时，在负载重时也执行从临界电流控制方法到连续电流控制方法的切換。通过这样做，可将能供应至负载的电源设置为较大值，且既定的直流电压可被供应至较重的负载。
图7示出在负载重时流动的电感器电流的峰值，并且为作比较还示出仅使用临界电流控制方法的常规电路中的电感器电流的峰值。当负载轻吋，电感器电流込的峰值为ImaxO且较小。此时，电感器电流込的波形与常规电路中电感器电流的波形一祥。然而，在本发明中，在负载重时执行从临界电流控制方法到连续电流控制方法的切換。使用常规电路，使其峰值Imax2大的电感器电流し流动用于应付重负载。与常规电路相比较，即使在将电感器电流込的峰值减小为Imaxl的情况下，可获得相同的平均电流值。这是本发明的ー个优势。此外，如上所述，在本发明中不需要辅助绕组。因此，可降低开关电源电路的成本。[示例2]图8是根据第二实施例的开关电源电路的电路图。与图I所示的开关电源电路(根据第一实施例)中所包括的那些组件相对应的组件将用同样的附图标记来标记，且将会省略重复描述。 图8所示的开关电源电路包括对交流电源电压进行全波整流并输出脉冲电流的全波整流器I、以及连接至该全波整流器I的电感器3。该开关电源电路从交流电源电压产生既定的直流输出电压并将其供应至负载。此外，为了在没有辅助绕组的情况下执行临界操作与连续操作之间的切換，开关电源电路通过不同于图13中所示的常规功率因数控制器100的功率因数控制器60来进行开关元件4的导通-截止控制。本实施例中的功率因数控制器60与图13中所示的常规功率因数控制器100的不同之处在于増加了电平转换电路20和连续控制设置电路70。此外，功率因数控制器60与图I中所示的功率因数控制器10的不同之出在于增加了 RCCM端子作为用于连接外部电阻器(电阻器R10)的外部端子。通过增加RCCM端子，外部地连接至功率因数控制器60的电阻器RlO的电阻值可变化为不同的值。因此，可由用户任意地选择要在连续控制设置电路70中设置的參考电位信号的电压电平。图9是示出图8所示的功率因数控制器中所包括的电平转换电路和连续控制设置电路的具体结构的电路图。电平转换电路20将来自IS端子的输入电压偏移至其极性与电感器电流检测电压的极性相反的正电压，将输入电压转换为与流经电感器3的电感器电流し成比例的三个电流电平信号SI、S2、以及S3，并在不同电压电平输出三个电流电平信号SI、S2、以及S3。这与图I所示的开关电源电路(根据第一实施例)相同。连续控制设置电路70包括峰值保持电路40和置位脉冲产生电路50。由于和图2中所示的连续控制设置电路30 —祥，置位脉冲产生电路50产生指定开关元件4导通的时刻的第二置位脉冲S8。S卩，第二置位脉冲S8作用，从而在负载重时将开关元件4导通的时刻改变为零电流检测时刻之前的时刻。第二置位脉冲S8用来在负载重时将控制方法从临界电流控制切換到连续电流控制。峰值保持电路40包括产生与开关元件4截止的时刻同步的单触发脉冲S4和S5的单触发电路41、通过单触发脉冲S4和S5进入导通状态的转移栅42、以及包括串联连接的电阻器R7和电容器C3的保持电路43。置位脉冲产生电路50包括放大器(电压跟随器)51、包括串联连接的两个电阻器R8和R9的电阻电路、以及比较器52。这些组件和功能与图2所示的连续控制设置电路30相同。然而，此实施例中的置位脉冲产生电路50与图2中所示的置位脉冲产生电路50的不同之处在于，外部电阻器RlO可经由功率因数控制器60的RCCM端子连接至包括电阻器R8和R9的电阻电路。放大器51放大(阻抗转换)由峰值保持电路40产生的峰值电平信号S6。放大器51的输出端子经由电阻器R8和R9以及外部电阻器RlO接地。因此，通过由电阻器R8和R9以及外部电阻器RlO将来自放大器51的输出信号分压而产生的參考电位信号S7的电压电平根据外部电阻器RlO的电阻值而变化。比较器52的反相输入端子连接至电阻器R8和R9相连接的点，且參考电位信号S7被供应至比较器52的反相输入端子。第二电流电平信号S2从电平转换电路20供应至比较器52的非反相输入端子。比较器52将第二电流电平信号S2的电压电平与參考电位信号S7的电压电平进行比较并输出第二置位脉冲S8。第二置位脉冲S8经由OR电路14b输入至RS触发器15。 图10(A)和10⑶是用于描述图8中所示的功率因数控制器的操作的视图。图10(A)是连续控制设置电路中所包括的置位脉冲产生电路中的每ー个信号的波形。图10(B)是在负载重时执行的功率因数控制器的连续操作中的每ー个信号的波形。图10⑶示出參考电位信号S7和输入至比较器52的第二电流电平信号S2、以及从置位脉冲产生电路50输出的第二置位脉冲S8，作为比较器52的比较結果。參考电位信号S7通过将从峰值保持电路40输出的峰值电平信号S6进行电平移动(分压)来获得，并在负载重时以较大曲率变化。这与图2所示的连续控制设置电路30相同。此外，第二电流电平信号S2与流经电感器3的电感器电流ら成比例地变化(第二电流电平信号S2和电感器电流ら的波形变得类似)。这与第一电流电平信号SI相同。第二电流电平信号S2与第一电流电平信号SI仅在于电压电平。开关元件4截止且电感器电流込减小。因此，第二电流电平信号S2上升。当第二电流电平信号S2变得等于參考电位信号S7时，指定开关元件4导通的时刻的第二置位脉冲S8从比较器52输出。其相位与整流之后的交流输入电压的相位近似相同的參考电位信号S7的电压电平根据外部电阻器RlO的电阻值而增大或减小。图10⑶示出电感器电流的波形以及參考电位信号S7、第二电流电平信号S2、以及从OUT端子输出的信号的电压波形，其中来自交流电源的交流输入电压的波形作为參考。參考电位信号S7、第二电流电平信号S2、以及从OUT端子输出的信号的相位与交流输入电压的相位近似相同。如上述图5 (A)中所示，不管负载是轻还是重，在电感器电流し变成零时的第二电流电平信号S2 (零电流检测电平)是通过对电感器电流检测电压的顶峰值进行电平移动而获得的值LO，并且是恒定值(=Vref2x(R23+R24V(R21+R22+R23+R24))。在负载轻时的电感器电流检测电压的底峰值是负电压，其绝对值较小。相应地，參考电位信号S7的底峰值高于图10(B)中所示的參考电位信号S7的底峰值，且參考电位信号S7的最小值大于零电流检测电平LO (未示出)。因此，在负载轻时第二置位脉冲S8不从连续控制设置电路70输出。在Z⑶比较器16检测到电感器电流し变为零的时刻，输出第一置位脉冲S9，且开关元件4导通。以此方式，在电感器电流ら变为零的时刻，开关元件4从截止状态变为导通状态。如果负载的大小小于或等于既定的值，则可实现临界电流控制方法。如图10(B)中所示，当负载重吋，參考电位信号S7以较大曲率向下变化。当參考电位信号S7的一部分变得小于零电流检测电平LO时，如图10(A)中所示的第二置位脉冲S8在第一置位脉冲S9之前从Z⑶比较器16中输出。相应地，在负载重时，控制方法从临界电流控制切換为连续电流控制。通过选择外部电阻器RlO的电阻值，可改变控制方法从临界电流控制切換为连续电流控制的时刻。換言之，通过将外部电阻器RlO的电阻值设置为较小值，在连续电流控制时间图10(B)中开关元件4导通时的參考电位信号S7的电平可从由虚线指示的位置降低为由实线指示的位置。因此，通过选择连接至功率因数控制器60的外部电阻器RlO的电阻值，从负载轻时的临界电流控制切换为负载重时的连续电流控制的电源电平可针对每ー个电源合适地设置。图11示出在连接至图8中所示的功率因数控制器的外部电阻器的电阻值不同的情况下，负载重时电感器电流的峰值的比较結果。在负载重时执行从连接电流控制方法到连续电流控制方法的切换的本发明中，使強大峰值电流Imaxl或Imax3流经重负载来解决。在此情况下，可通过将电阻值不同的外部 电阻器连接起来来减小电感器电流的峰值。即，増加RCCM端子作为功率因数控制器60的外部端子，并控制连接至该RCCM端子的外部电阻器RlO的电阻值。通过这样做，可控制电感器电流的峰值的减少率(Imaxl > Imax3)。当峰值电流是ImaxO且较微小时,负载为轻。此时，电感器电流的波形与常规开关电源电路中流动的电感器电流的波形ー样。图12示出电感器电流相对于开关元件中的发热的变化。如果外部电阻器RlO的电阻值被设置为较小值，电感器电流的峰值变得较小。然而，如果电感器电流的峰值变得较小，则在开关电源电路的开关元件(M0SFET)4中所产生的热的量变得较大。相应地，通过控制外部地连接至功率因数控制器60的外部电阻器RlO的电阻值，电源的设计者可根据电源的规格自由地设置开关元件4中所产生的热的量。[附图标记列表]I全波整流器2、6电容器3电感器4 开关元件(MOSFET)5 ニ极管7输出端子10、60功率因数控制器11误差放大器12PWM 比较器13振荡器14a、14bOR 电路15RS 触发器16ZCD 比较器17定时器180VP 比较器19比较器20电平转换电路
30、70连续控制设置电路40峰值保持电路41单触发电路42转移栅43保持电路
50置位脉冲产生电路51放大器52比较器Cl到C4电容器Rl 到 R9、R21 到 R24 电阻器RlO外部电阻器SO来自RS触发器15的输出信号SOSI第一电流电平信号S2第二电流电平信号S3第三电流电平信号S4、S5单触发脉冲S6峰值电平信号S7參考电位信号S8第二置位脉冲S9第一置位脉冲
权利要求
1.ー种开关电源电路，用于将既定的直流输出电压从交流电源提供至负载，所述开关电源电路包括 整流电路，对交流电源电压进行全波整流以输出脉动电流； 连接至所述整流电路的电感器； 开关元件； 输出电容器； 电感器电流检测电路，检测流过所述电感器的电流并输出电感器电流检测电压；电平转换电路，将所述电感器电流检测电压转换为电压电平不同的第一电流电平信号和第二电流电平信号； 连续控制设置电路，产生相位与来自所述第一电流电平信号的经全波整流的交流输入电压的相位大致相同的參考电位信号、并将所述參考电位信号的电压电平与所述第二电流电平信号的电压电平进行比较从而产生指定所述开关元件导通的时刻的信号；以及零电流检测电路，检测流过所述电感器的电流是否变为零， 其中在以下两个时刻中的较早时刻使所述开关元件导通由所述连续控制设置电路指定的所述开关元件导通的时刻、以及所述零电流检测电路检测到流过所述电感器的电流变为零的时刻。
2.如权利要求I所述的开关电源电路，其特征在于，所述电平转换电路通过将所述电感器电流检测电压偏移为极性与所述电感器电流检测电压的极性相反的电压，从而产生所述第一电流电平信号和所述第二电流电平信号。
3.如权利要求I或2所述的开关电源电路，其特征在干 所述电感器电流检测电路是位于在所述整流电路和所述电感器之间的路径上的电流检测电阻器，且从所述电流检测电阻器的一端输出负的电感器电流检测电压；以及 所述电平转换电路包括串联地连接在正參考电压和所述电感器电流检测电路的输出之间的第一电阻器、第二电阻器、以及第三电阻器，在所述第一电阻器和所述第二电阻器的连接点处输出电压作为所述第一电流电平信号，并且在所述第二电阻器和所述第三电阻器的连接点处输出电压作为所述第二电流电平信号。
4.如权利要求I所述的开关电源电路，其特征在于，所述连续控制设置电路包括 峰值保持电路，在每ー个所述开关元件截止的时刻保持所述第一电流电平信号的电压电平，并且产生峰值电平信号；以及 置位脉冲产生电路，转换所述峰值电平信号的电压电平从而产生所述參考电位信号，并将所述參考电位信号的电压电平与所述第二电流电平信号的电压电平进行比较从而产生指定所述开关元件导通的时刻的置位脉冲。
5.如权利要求4所述的开关电源电路，其特征在于，所述峰值保持电路包括 单触发电路，产生与所述开关元件截止的时刻同步的单触发脉冲； 转移栅，所述第一电流电平信号被输入至所述转移柵，且所述转移栅通过所述单触发脉冲变为导通状态；以及 保持电路，保持经由所述转移栅输出的所述峰值电平信号。
6.如权利要求4所述的开关电源电路，其特征在于，所述置位脉冲产生电路包括 放大器，放大由所述峰值保持电路所产生的所述峰值电平信号从而产生所述參考电位信号；以及 比较器，将所述第二电流电平信号的电压电平与所述參考电位信号的电压电平进行比较从而输出所述置位脉冲。
7.ー种包括在开关电源电路中的功率因数控制器，所述开关电源电路用于将既定的直流输出电压从交流电源提供至负载，所述开关电源电路包括 整流电路，对交流电源电压进行全波整流以输出脉动电流； 连接至所述整流电路的电感器； 开关元件； 输出电容器；以及 电感器电流检测电路，检测流过所述电感器的电流并输出电感器电流检测电压，所述功率因数控制器包括 电平转换电路，将所述电感器电流检测电压转换为电压电平不同的第一电流电平信号和第二电流电平信号； 连续控制设置电路，产生相位与来自所述第一电流电平信号的经全波整流的交流输入电压的相位大致相同的參考电位信号、并将所述參考电位信号的电压电平与所述第二电流电平信号的电压电平进行比较从而产生指定所述开关元件导通的时刻的信号；以及零电流检测电路，检测流过所述电感器的电流是否变为零， 其中在以下两个时刻中的较早时刻使所述开关元件导通由所述连续控制设置电路所指定的所述开关元件导通的时刻、以及所述零电流检测电路检测到流过所述电感器的电流变为零的时刻。
8.如权利要求7所述的功率因数控制器，其特征在于，所述连续控制设置电路包括 峰值保持电路，在每ー个所述开关元件截止的时刻保持所述第一电流电平信号的电压电平，并产生峰值电平信号； 置位脉冲产生电路，转换所述峰值电平信号的电压电平从而产生所述參考电位信号，并将所述參考电位信号的电压电平与所述第二电流电平信号的电压电平进行比较从而产生指定所述开关元件导通的时刻的置位脉冲；以及 外部端子，用于按外部连接的电阻器的电阻值来改变所述參考电位信号的电压电平。
全文摘要
开关电源电路包括对交流电源电压进行全波整流以输出脉动电流的全波整流器(1)、以及连接至该全波整流器(1)的电感器(3)。电平转换电路(20)包括串联连接的多个电阻器，并将电感器电流检测电压转换为电压电平不同、且与电感器电流成比例的第一电流电平信号和第二电流电平信号(S1和S2)。连续控制设置电路(30)产生其相位与来自所述第一电流电平信号(S1)的交流输入电压的相位大致相同的参考电位信号、并将该参考电位信号的电压电平与第二电流电平信号(S2)的电压电平进行比较从而输出指定开关元件(4)导通的时刻的第二置位脉冲(S8)信号。
文档编号H02M7/12GK102656787SQ201080043919
公开日2012年9月5日 申请日期2010年10月27日 优先权日2009年10月29日
发明者敬人 菅原 申请人:富士电机株式会社