升压变换器的控制装置制造方法
【专利摘要】在直流电源与电负载之间具备升压变换器和电力转换器的结构中，在不伴随耐电压的增大的条件下使平滑电容器小容量化。升压变换器被设置在电力转换器与直流电源之间，且将直流电源的直流电压升压并供给至电力转换器，升压变换器的控制装置(100)对具备了上述升压变换器的电机驱动系统进行控制，升压变换器的控制装置(100)具备：运算单元，其具备比例要素、积分要素以及微分要素，且该微分要素作为带通滤波器而构成，并且所述运算单元对用于将升压变换器的输出电压维持在所述电容器的端子间电压（VH）的指令值上的、相当于升压变换器的电流指令值的PID控制量进行运算；控制单元，其根据被运算出的PID控制量而对升压变换器的输出电压进行控制。
【专利说明】升压变换器的控制装置
【技术领域】
[0001]本发明涉及升压变换器的控制装置的【技术领域】，所述升压变换器的控制装置对用于驱动三相交流电机的电机驱动系统中的升压变换器进行控制。
【背景技术】
[0002]在这种【技术领域】中，提出了一种减少电压变动的装置(例如，参照专利文献I)。根据在专利文献I中公开的电压变换装置，其被设定为，在升压变换器的电抗器电流的绝对值较小时，通过降低升压变换器的载波频率，从而能够减少由死区时间的影响而引起的电压变动。
[0003]在先技术文献
[0004]专利文献
[0005]专利文献1:日本特开2004-112904号公报
【发明内容】
[0006]发明所要解决的课题
[0007]对从直流电源供给的直流电压进行升压的升压变换器、和作为被设置在电机等的电气负载之间的电力转换器的逆变器，通常具备电压平滑用的平滑电容器。该平滑电容器在越为大容量时，越不易发生电压变动从而越稳定，但相反成本和体积也就越增大。因此，例如在车辆驱动用电机的驱动控制等的、对于设置空间和成本等存在非常多的限制的状况下，存在希望平滑电容器小容量化的倾向。
[0008]另一方面，如果使平滑电容器小容量化时，则平滑电容器的端子电压上容易产生相当于电机电频率(大致O?数百Hz)的频带的电压变动。虽然在欲从这种电压变动中对平滑电容器、构成逆变器的开关元件等进行电保护时，需要使这些元件的耐电压增加，但是耐电压的增加一般也伴随着成本及体积的增大。因此，在使平滑电容器小容量化时，需要对平滑电容器中所产生的、相当于电机电频率的频带的电压变动充分地进行抑制。
[0009]在此，虽然为了对平滑电容器的电压变动进行抑制，而需要对直流电源的输入输出电流适当地进行控制，但是在专利文献I所公开的电压变换装置中，升压变换器的电压控制电路被构筑为，由比例要素(P)及积分要素(I)所构成的PI控制电路，其无法补偿由平滑电容器而产生的90度的相位滞后。因此，无法对平滑电容器的电压变动实时地进行抑制。
[0010]在此，尤其考虑到，将升压变换器的电压控制电路设定为在上述构成上增加了微分要素(D)的PID控制电路。因为微分要素具有90度相位提前的特性，所以通过由该PID控制电路实现的PID控制能够对相当于电机电频率的频带的电压变动适当地进行抑制。
[0011]但是，通常情况下微分要素在越高频带时则其控制项(D项)越增大。产生于平滑电容器的端子电压上的电压变动至少被大致区分为两种，一种为相当于前述的电机电频率的频带的电压变动，另一种为相当于逆变器的开关频率(几k?几十kHz)的频带的电压变动(开关脉动)。因此，与相当于电机电频率的频带的电压变动相比，微分要素更大程度地追随开关脉动。当开关脉动的频带处于超过了直流电源的输入输出电流的控制速度的区域内，且微分要素如上所述欲追随开关脉动时，反而会使平滑电容器的端子电压容易变得不稳定。
[0012]如上所述，在包含专利文献I所公开的装置在内的、于以往的技术思想下所构筑的装置中，存在如下的技术性问题点，即，在实践上使平滑电容器小容量化是比较困难的。
[0013]本发明是鉴于所涉及的技术性问题点而完成的发明，其课题在于，提供一种如下的升压变换器的控制装置，所述升压变换器的控制装置在于直流电源与电负载之间具备了升压变换器和电力转换器的电机驱动系统中，能够在不伴随耐电压的增大的条件下使电力转换器的平滑电容器小容量化。
[0014]用于解决课题的方法
[0015]为了解决上述课题，本发明所涉及的升压变换器的控制装置在电机驱动系统中，对所述升压变换器进行控制，所述电机驱动系统具备:直流电源；三相交流电机；电力转换器，其被设置在所述直流电源与所述三相交流电机之间，并且包括与所述三相交流电机的三相各自对应的开关电路、以及相对于该开关电路而并联配置的平滑电容器；升压变换器，其被设置在所述电力转换器与所述直流电源之间，且将所述直流电源的直流电压升压并供给至所述电力转换器，所述升压变换器的控制装置的特征在于，具备:运算单元，其具备比例要素、积分要素以及微分要素，且该微分要素作为带通滤波器而构成，并且所述运算单元对用于将所述升压变换器的输出电压维持在所述平滑电容器的端子间电压(VH)的指令值上的、相当于所述升压变换器的电流指令值的比例、积分和微分控制量进行运算；控制单元，其根据被运算出的所述比例、积分和微分控制量，而对所述升压变换器的输出电压进行控制(技术方案I)。
[0016]本发明所涉及的升压变换器的控制装置是指，例如适当地具备了存储器等的计算机装置、控制器或者处理器等，且可以为根据情况而适当地具备各种电气或磁性的元件和电路等的装置。另外，该升压变换器的控制装置也可以为，至少一部分与对本发明所涉及的构成电机驱动系统整体的其他要素(例如电力转换器或三相交流电机)统一地进行控制的控制装置共享的装置。
[0017]根据本发明所涉及的升压变换器的控制装置，通过包括与比例项(P项)相对应的比例要素、与积分项(I项)相对应的积分要素以及与微分项(D项)相对应的微分要素在内的运算单元，能够对PID控制量进行运算，所述PID控制量为，用于将平滑电容器的端子间电压VH维持或收敛在指令值(以下，适当地称为“VH指令值”)的、作为相当于升压变换器的电流指令值的控制量。
[0018]也就是说，升压变换器采用如下的结构，S卩，受到本发明所涉及的控制单元的控制，从而通过作为所谓的反馈控制中的一种的PID控制而被驱动的结构。另外，在执行该反馈控制的基础上被使用的偏差优选为如下的偏差，即，作为根据三相交流电机的目标转矩及目标转速而决定的控制目标的VH指令值、与该时间点上的端子电压VH之间的偏差。
[0019]另外，本发明所涉及的升压变换器的控制装置优选为，还可以具备其他运算单元，所述其他运算单元根据电流指令值即通过基于该PID控制规则的控制量运算而求得的PID控制量、与该时间点上的升压变换器的电流值之间的偏差，而对用于将升压变换器的电流值维持在电流指令值上的控制量(例如由P项及I项构成的PI控制量)作为应当供与载波信号进行比较的占空比信号等而进行运算。
[0020]在此，微分要素具有90°的相位提前特性，适宜作为对通过平滑电容器而产生的90°的相位滞后进行补偿的要素。即，通过利用微分要素而获得的微分项，能够将在反馈控制的过程中从直流电源引出的直流电流的相位、和三相交流电机的电力的相位整合在一起，从而能够适宜地对产生于升压变换器的输出电压(端子间电压VH)上的与电机电频率相当的电压变动进行抑制。即，根据在升压变换器的控制中使用PID控制这一主旨的技术思想，无需随着平滑电容器的小容量化而增大对于平滑电容器或电力转换器的开关元件所要求的耐电压，从而能够在不会伴随成本及体积的增大的条件下使平滑电容器小容量化。
[0021]但是，因为微分器越处于高频侧则越会过度敏感地发生反应，所以对于在与电机电频率相比为高频侧(大致为，指令存在一位?二位程度上的差异)的频带中发生变动的电力转换器的开关脉动而言，将更大程度地对控制量(D项)产生影响。其结果为，不仅欲抑制的与电机电频率相当的电压变动的抑制效果降低，而且由于无法完全追随电力转换器的开关脉动，因此反而存在使平滑电容器的端子间电压VH发生变动的可能性。
[0022]因此，在本发明所涉及的运算单元中，微分要素不被构成为通常的微分器，而被构成为BPF (带通滤波器)。BPF为，使以截止频率fc为中心的某种程度的频带(根据设计能够进行改变)的信号通过的、或者根据被适当地设定的增益而使其放大通过的单元。
[0023]采用该BPF是源于如下原因，S卩，本申请的 申请人:在对该【技术领域】不断研究的过程中，发现了其在下述(I)至(3)所示的实践上非常有益的事实。
[0024](I)BPF在与截止频率fc相比靠低频率侧的低频带的一部分中，具有和微分器几乎相同的90°的相位提前特性(具体而言，以90°为上限越是低频侧相位越提前)。
[0025](2)在与截止频率fc相比靠高频侧的高频带中，虽然丧失上述(I)的相位提前特性，但是通过信号强度也会衰减。
[0026](3)如果作为微分器的代替要素而将BPF作为微分要素来使用，则根据截止频率fc的设计如何，能够仅对与电机电频率相当的电压变动有效地进行抑制。这是根据上述
(I)和(2)以及如下情况而推导出的，所述情况为，对欲抑制的电压变动的频率特性进行规定的电机电频率所属的频带、和本来不想追随的电力转换器的开关脉动所属的频带间如上所述存在很大程度的差异。
[0027]如上所述，根据本发明所涉及的升压变换器的控制装置，因为在运算单元中用于对微分项进行运算的微分要素为BPF，所以一方面能够对与电机电频率相当的电压变动进行抑制，另一方面还能够抑制对于电力转换器的开关脉动的过度的反应。其结果为，能够稳定地维持平滑电容器的端子电压VH，并且能够在不会伴随成本和体积的增大的条件下实现平滑电容器的小容量化。
[0028]另外，虽然如上所述，为了使BPF作为微分要素而有效地发挥功能，从而截止频率fc的设计或设定较为重要，但是从与微分器的比较上来说，与微分器相比，可使其效能在实践上明显地优越的截止频率fc的设定频带为，不需要数值限定的程度的较宽的频带。
[0029]但是，作为优选的一个方式，BPF的截止频率可以被设定在下述(I)至(3)所示的频带内。
[0030](I)电机电频率的物理上限值和电力转换器的开关频率的物理下限值之间的频带(如上所述为比较宽的频带)。
[0031](2)相对于应当切实地进行抑制的预期的电机电频率而能够确保充分的相位提前量(例如，“90° -α ”以上的相位提前量)的频带。
[0032](3)相对于应当切实地进行抑制的预期的电机电频率而能够确保充分的信号通过量(例如，“O-β ” dB以上的信号通过量)的频带。
[0033]在本发明所涉及的升压变换器的控制装置的一个方式中，所述升压变换器包括:电抗器，其一端被连接在所述直流电源的正极上；第一开关元件，其被连接在所述电抗器的另一端与所述电力转换器之间；第二开关元件，其被连接在所述电抗器的另一端与所述直流电源的负极之间；第一二极管及第二二极管，其分别与所述第一开关元件及第二开关元件反并联连接(技术方案2)。
[0034]在以上述方式构成升压变换器的情况下，通过第一及第二开关元件的开关状态的控制，能够伴随着比较良好的控制性而对与平滑电容器的端子电压VH等价的升压变换器的输出电压进行控制。因此，能够对平滑电容器的端子电压VH上所产生的与电机电频率相当的电压变动适当地进行抑制。
[0035]另外，在这种升压变换器的结构中，升压变换器的电流指令值是指流过电抗器的电抗器电流的指令值(目标值)。
[0036]在本发明所涉及的升压变换器的控制装置的一个方式中，所述带通滤波器的截止频率大于等于与所述三相交流电机的转速成比例的电机电频率的上限值、且小于所述电力转换器的载波频率的下限值(技术方案3)。
[0037]根据该方式，将BPF的截止频率设定在，大于等于电机电频率的上限值、且小于电力转换器的载波频率的下限值的频率范围内。因此，能够确保相对于电机电频率的充分的相位提前量及信号通过量，并且能够设定为不追随于被电力转换器(例如逆变器)的截止频率影响的、开关电路的开关频率。即，能够仅对与电机电频率相当的电压变动有效地进行抑制，或者优先地对与电机电频率相当的电压变动进行抑制。
[0038]另外，此方式中的“电机电频率的上限值”并不限定于电机电频率能够采用的物理上限值。电机电频率与三相交流电机所具备的磁极对的个数和电机转速成比例。因此，虽然电机转速的物理上限值能够成为这种电机电频率的上限值的一种，但是除此之外，若在预先实验中、经验上或理论上存在意旨明确的应当切实抑制的电机电频率的频带，则与这种频带的上限值相当的频率也可以成为这种电机电频率的上限值。此外，这种“应当切实抑制的频带”只要是鉴于电机的驱动特性与平滑电容器的电压变动水平之间的关系，则也可以为与三相交流电机能够输出相对较高的转矩的、较低旋转区域相当的频带。
[0039]在本发明所涉及的升压变换器的控制装置的另一种方式中，所述电压控制单元在所述三相交流电机的转速大于等于预定值时，代替所述比例、积分和微分控制量，而对所述微分要素成为无效的比例和积分控制量进行运算，所述控制单元根据被运算出的所述比例和积分控制量，而对所述输出电压进行控制(技术方案4)。
[0040]根据该方式，当三相交流电机的转速大于等于预定值时，将BPF设定为微分要素的PID控制被切换为BPF实质上成为无效的PI控制。该切换例如可以通过将微分增益变更为与零相当的值的方式等而实现。
[0041]在此，BPF和微分器不同，使相位提前量以与电机电频率向高频侧迁移的量相对应的量而减少。或者，使相位滞后。这种相位提前量的减少或相位滞后量的增大，使通过PID控制而实现的平滑电容器的端子间电压VH的变动抑制效果降低。尤其是在相位滞后的区域中，不仅几乎无法期待作为微分要素的作用，相反还可能使电压变动增长。另一方面，就电机转速与平滑电容器中的端子间电压的变动水平之间的关系性而言，很多情况下应当显著地进行抑制的电机的旋转区域处于与电机的转速界限相比靠低频侧(例如3000rpm左右)。
[0042]如果鉴于这一点，采用如下设定的本方式在实践上来看是非常有益的，S卩，本方式在电机转速大于等于预定值时，通过实施从PID控制向PI控制的切换，从而能够对平滑电容器的端子间电压VH的变动以实践上毫无问题的方式适当地进行抑制，并且能够将可能在高旋转侧产生的不利基本可靠地排除。
[0043]本发明的这种作用及其他的益处可以从以下说明的实施方式中明确得出。
【专利附图】
【附图说明】
[0044]图1为本发明的第一实施方式所涉及的电机驱动系统的系统结构图。
[0045]图2为图1的电机驱动系统所具备的控制装置中的、升压变换器控制部的框图。
[0046]图3为图2的升压变换器控制部中的电压控制运算部的框图。
[0047]图4为图2的升压变换器控制部中的电流控制运算部的框图。
[0048]图5为图1的电机驱动系统所具备的控制装置中的逆变器控制部的框图。
[0049]图6为涉及图1的电机驱动系统所具备的控制装置的效果，且对电机电力、端子间电压及蓄电池电流的相位关系进行例示的图。
[0050]图7为图1的电机驱动系统所具备的控制装置的效果所涉及的示意性的波德图。
[0051]图8为本发明的第二实施方式所涉及的VH变动抑制控制处理的流程图。
[0052]图9为对图8的处理所涉及的基准频率fmtb概念性地进行说明的三相交流电机的驱动特性图。
【具体实施方式】
[0053](发明的实施方式)
[0054]以下，参照附图，对本发明的优选的各种实施方式进行说明。
[0055](第一实施方式)
[0056](实施方式的结构)
[0057]首先，参照图1，对本实施方式所涉及的电机驱动系统10的结构进行说明。在此，图1为对电机驱动系统10的结构概念性地进行表示的系统结构图。
[0058]在图1中，电机驱动系统10具备控制装置100、升压变换器200、逆变器300、平滑电容器C、和直流电源B及三相交流电机Ml。
[0059]控制装置100为，以可对电机驱动系统10的动作进行控制的方式而构成的、作为本发明所涉及的“升压变换器的控制装置”的一个示例的电子控制单元。控制装置100可以采用如下方式，即，能够适当地包括例如一个或多个CPU (Central Processing Unit:中央处理器)、MPU (Micro Processing Unit:微处理器)、各种处理器或各种控制器、或者还包括 ROM (Read Only Memory:只读存储器)、RAM (Random Access Memory:随机存取存储器)、缓冲存储器或者闪存等的各种存储单元等的、单个或者多个ECU (Electronic ControlledUnit:电子控制模块)等的各种处理单元、各种控制器或者微机控制装置等各种计算机系统等的方式。控制装置100具备作为其功能要素的在图1中未图示的升压变换器控制部110及逆变器控制部120，但各个控制部的结构将在后文叙述。
[0060]升压变换器200为具备了电抗器L1、开关元件Ql及Q2、二极管Dl及D2的、本发明所涉及的“升压变换器”的一个示例。
[0061]电抗器LI的一端与被连接在直流电源B的正极上的正极线(省略符号)相连接，而另一端与开关元件Ql和开关元件Q2的中间点、即开关元件Ql的发射极端子和开关元件Q2的集电极端子的连接点相连接。
[0062]开关元件Ql及Q2被串联连接在上述正极线和被连接在直流电源B的负极上的负极线(省略符号)之间，并且开关元件Ql的集电极端子被连接在上述正极线上，开关元件Q2的发射极端子被连接在上述负极线上。开关元件Ql及Q2分别为本发明所涉及的“第一开关元件”及“第二开关元件”的一个示例。二极管Dl及D2为，在各自的开关元件中仅容许从发射极侧流向集电极侧的电流的整流元件。二极管Dl及D2分别为本发明所涉及的“第一二极管”和“第二二极管”的一个示例。开关元件Ql及Q2和后述的逆变器300的各个开关元件(Q3至Q8)例如作为IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor:绝缘栅双极性晶体管)和电力用MOS (Metal Oxide Semiconductor:金属氧化物半导体)晶体管等而构成。
[0063]逆变器300为，具备了包括P侧开关元件Q3及η侧开关元件Q4的U相桥臂(省略符号)、包括P侧开关元件Q5及η侧开关元件Q6的V相桥臂(省略符号)、包括ρ侧开关元件Q7及η侧开关元件Q8的W相桥臂(省略符号)的、本发明所涉及的“电力转换器”的一个示例。逆变器300的各个桥臂被并联连接在上述正极线与上述负极线之间。与开关元件Ql及Q2相同地，在开关元件Q3至Q8上分别连接有从发射极侧向集电极侧流通电流的整流用二极管D3至D8。此外，逆变器300中的各相桥臂的ρ侧开关元件和η侧开关元件的中间点分别与三相交流电机Ml的各相线圈相连接。
[0064]平滑电容器C为，被连接在正极线与负极线之间的电压平滑用的电容器，且为本发明所涉及的“平滑电容器”的一个示例。该平滑电容器C的端子间电压、即正极线与负极线之间的电压成为本发明所涉及的“端子间电压VH”的一个示例。
[0065]直流电源B为可充电的蓄电装置，例如为镍氢电池与锂离子电池等的各种二次电池。另外，作为直流电源B，可以代替这种二次电池或者在这种二次电池的基础上使用双电荷层电容器或大容量的电容器、飞轮等。
[0066]三相交流电机Ml为永久磁铁被埋设在转子中而构成的三相交流电动发电机。三相交流电机Ml采用如下的结构，即，与未图示的车辆的驱动轮机械连结，且能够产生用于对车辆进行驱动的转矩。三相交流电机Ml还可以在车辆的制动时，接受车辆的动能的输入而实施电力再生(发电)。在该车辆为所谓的混合动力车辆的情况下，该三相交流电机Ml与未图示的发动机机械连结，从而既能够通过发动机的动力而实施电力再生又能够对发动机的动力进行辅助。
[0067]在电机驱动系统10上附属设置有未图示的传感器群，从而形成如下结构，S卩，能够适当地检测出直流电源B的电压Vb、流过升压变换器200的电抗器LI的电抗器电流IL(即，与作为蓄电池B的输入输出电流的蓄电池电流Ib等价)、平滑电容器C的端子间电压VH、逆变器300中的V相电流Iv及w相电流Iw、和作为三相交流电机Ml的转子的旋转角的电机旋转相位Θ等的结构。构成这些传感器群的传感器各自采用如下的结构，即，与控制装置100电连接，且所检测出的值被控制装置100实时地掌握。
[0068]在电机驱动系统10中，升压变换器200及逆变器300采用如下的结构，即，与控制转子100电连接，且通过控制装置100而对其驱动状态进行控制。
[0069]在此，尤其是，升压变换器200能够根据从控制装置100供给的信号PWC，而将正极线与负极线之间的电压、即端子间电压VH升压至直流电源B的输出电压以上。此时，如果端子间电压VH与作为目标电压的VH指令值相比而较低，则相对地增大开关元件Q2的占用率，从而能够使在正极线中从直流电源B侧向逆变器300侧流过的电流增加，由此能够使端子间电压VH上升。另一方面，如果端子间电压VH与VH指令值相比而较高，则相对地增大开关元件Ql的占用率，从而能够使在正极线中从逆变器300侧向直流电源B侧流过的电流增加，由此能够使端子间电压VH降低。
[0070]在此，参照图2，对在控制装置100中对升压变换器200进行控制的升压变换器控制部110的结构进行说明。在此，图2为升压变换器控制部110的框图。另外，在该图中，在与图1重复的部位上标记相同的符号，并适当地省略其说明。另外，在参照了图2及接下来的图3、图4及图5的说明中，在对实施方式的结构进行说明的同时，还对实施方式的动作进行说明。
[0071]在图2中，升压变换器控制部110具备逆变器输入运算部111、加减法运算器112、电压控制运算部113、载波生成部114、比较器115、S/H (取样保持)电路116、加减法运算器117及电流控制运算部118。另外，升压变换器控制部110为狭义上的本发明所涉及的“升压变换器的控制装置”的一个示例。
[0072]逆变器输入运算部111为，生成对作为升压变换器200的输出电压的端子间电压VH的目标值进行表示的VH指令值VHtg的电路。例如，逆变器输入运算部111根据三相交流电机Ml的转矩指令值TR和从电机转速MRN计算出的三相交流电机Ml的输出值而生成VH指令值VHtg。
[0073]加减法运算部112从VH指令值VHtg中减去端子间电压VH的检测值，并将减法运算结果(VH偏差)向电压控制运算部113进行输出。
[0074]当电压控制运算部113从加减法运算部112接收到作为从VH指令值VHtg中减去端子间电压VH的检测值而得出的减法运算结果的VH偏差时，根据该VH偏差而对用于使端子间电压VH与VH指令值VHtg相一致的电流指令值IR进行运算。电压控制运算部113向加减法运算器117发送被计算出的电流指令值IR。另外，对于电压控制运算部113的构成及动作将在下文中进行说明。
[0075]载波生成部114为，生成载波Car的电路，所述载波Car为具有载波频率fear的三角波。载波生成部114构成为，将所生成的载波Car向比较器115及S/Η电路116发送的结构。
[0076]S/Η电路116分别在从载波生成部114接收到的载波Car的波形的波峰及波谷的正时处，对电抗器电流IL进行取样保持。
[0077]加减法运算器117从由电压控制运算部113送出的电流指令值IR中减去通过S/H电路116而被取样及保持了的电抗器电流IL的检测值。作为减法运算结果的电流偏差被发送至电流控制运算部118。
[0078]在电流控制运算部118中，根据从减法运算器117发送的电流偏差而对用于使电抗器电流IL与电流指令值IR相一致的控制量进行运算。电流控制运算部118将被计算出的控制量作为占空比指令值d而输出到比较器115。另外，关于电流控制运算部118的结构及动作在下文中进行说明。
[0079]在比较器115中形成为，对该占空比指令值d与载波信号之间的大小关系进行比较，并生成根据该大小关系而使逻辑状态发生变化的、前述的信号PWC的结构。并且形成为如下结构，即，向升压变换器200的开关元件Ql及Q2输出该所生成的信号PWC，从而对各开关元件进行驱动的结构。
[0080]接下来，参照图3，对在图2中所例示的升压变换器控制部中的电压控制运算部113的详细的结构进行说明。在此，图3为电压控制运算部113的框图。另外，在该图中，对与图2重复的部位标记相同的符号并适当地省略其说明。
[0081]在图3中，电压控制运算部113为，作为本发明所涉及的“运算单元”的一个示例的处理器，其具备了由放大器113A构成的比例要素、由放大器113B及积分器113C构成的积分要素、由放大器113D及BPF113E构成的微分要素以及加法运算器113F。在电压控制运算部113中采用了如下的结构，S卩，通过这些各要素而分别对比例项(P项)、积分项(I项)以及微分项(D项)进行运算，并通过加法运算器113F而对被运算出的各控制项实施加法运算，从而最终运算出相当于前述的电流指令值IR的PID控制量。
[0082]放大器113A为PID控制量中的P项的运算所涉及的放大器，并且采用如下的结构，即，根据预定的比例增益kpv而对从加减法运算器112输出的前述的VH偏差进行放大，并发送到加法运算器113F。
[0083]放大器113B为ID控制量中的I项的运算所涉及的放大器，并且采用如下的结构，即，根据预定的积分增益kiv而对从加减法运算器112输出的前述的VH偏差进行放大，并发送到积分器113C。在积分器113C中，对从放大器113B发送出的、与积分增益kiv相乘后的VH偏差进行积分处理，然后发送到加法运算器113F。
[0084]放大器113C为，PID控制量中的D项的运算所涉及的放大器，并且采用如下的结构，即，根据预定的微分增益kdv而对从加减器112输出的前述的VH偏差进行放大，并发送到BPFl 13E。在BPFl 13E中，从放大器113C输出的、与微分增益kdv相乘后的VH偏差在根据其频带通过特性而通过之后，被发送到加法运算器113F。
[0085]在加法运算器113F中，对分别从放大器113A、积分器113C及BPF113E供给的P项、I项及D项的各个PID控制量进行加法运算处理，并作为成为电压控制运算部113的输出值的电流指令值IR而向加减器117进行输出。电压控制运算部113以上文所述的方式而构成。
[0086]接下来，参照图4，对在图2中例示的升压变换器控制部中的电流控制运算部118的详细结构进行说明。在此，图4为电流控制运算部118的框图。另外，在该图中，对与图2重复的部位标记相同的符号，并适当地省略其说明。
[0087]在图4中，电流控制运算部118为，具备了由放大器118A构成的比例要素、由放大器118B及积分器118C构成的积分要素以及加法运算器118D的处理器。在电流控制运算部118中采用了如下的结构，即，通过这些各要素而分别对比例项(P项)及积分项(I项)进行运算，并通过加法运算器118D而对被运算出的各个控制项实施加法运算，从而最终运算出相当于前述的占空比d的PI控制量。
[0088]放大器118A为PI控制量中的P项的运算所涉及的放大器，并且采用如下的结构，即，根据预定的比例增益kpi而对从加减法运算器117输出的前述的电流偏差进行放大，并发送到加法运算器118D。
[0089]放大器118B为PI控制量中的I项的运算所涉及的放大器，并且采用如下的结构，即，根据预定的积分增益kii而对从加减器117送出的前述的电流偏差进行放大，并发送到积分器118C。在积分器118C中，对从放大器118B送出的、被乘以积分增益kii后的电流偏差进行积分处理，然后发送到加法运算器118D。电流控制运算部118采用了以上所述的结构。
[0090]接下来，参照图5，对逆变器控制部120的结构进行说明。在此，图5为逆变器控制部120的框图。另外，在该图中，对与已出现的各图重复的部位标记相同的符号并适当地省略其说明。
[0091]在图5中，逆变器控制部120由电流指令变换部121、电流控制部122、两相/三相变换部123、三相/两相变换部124、载波生成部114(与升压变换器控制部110共用)及PWM变换部125构成。
[0092]电流指令变换部121根据三相交流电机Ml的转矩指令值TR而生成两相的电流指令值(Idtg、Iqtg)。
[0093]另一方面，从逆变器300中，作为反馈信息而向三相/两相变换部124供给V相电流Iv和w相电流Iw。在三相/两相变换部124中，三相电流值从上述V相电流Iv及w相电流Iw变换为由d轴电流Id及q轴电流Iq构成的两相电流值。被变换后的两相电流值被发送到电流控制部122。
[0094]在电流控制部122中，根据在电流指令变换部121中生成的两相的电流指令值、与从该三相/两相变换器124接收的两相电流值Id及Iq的差分，而生成由d轴电压Vd及q轴电压构成的两相的电压指令值。所生成的两相的电压指令值Vd及Vqh被输送到两相/三相变换部123。
[0095]在两相/三相变换部123中，两相的电压指令值Vd及Vq被变换为三相电压指令值Vu、Vv及Vw。被变换后的三厢电压指令值Vu、Vv及Vw被发送至PWM变换部125。
[0096]在此，PWM变换器125采用从载波生成部114接收具有预定的载波频率fear的载波Car的结构，并且对该载波Car与被变换后的三相的电压指令值Vu、Vv及Vw之间的大小关系进行比较，并生成根据该比较结果而逻辑状态发生变化的、u层开关信号Gup及Gun、V相开关信号Gvp及Gvn以及w相开关信号Gwp及Gwn,且供给至逆变器300。
[0097]更具体而言，在与各相相对应的开关信号中，标记了 “p”识别记号的信号为，用于对各相的开关元件中的P侧开关元件(Q3、Q5及Q7)进行驱动的驱动信号，标记了“η”识别记号的信号为，用于对各相的开关元件中的η侧开关元件(Q4、Q6及Q8)进行驱动的驱动信号。
[0098]在此，尤其在载波Car与各相电压指令值的比较中，当各相电压指令值从与载波Car相比而较小的值起达到与载波Car相一致时，将生成用于使P侧开关元件导通的开关信号。此外，当各相电压指令值从与载波Car相比而较大的值起达到与载波Car相一致时,将生成用于使η侧开关元件导通的开关信号。即，开关信号为导通断开表里一体的信号，在各相的开关元件中，P侧和η侧中始终有某一方处于导通状态，而另一方处于断开状态。
[0099]采用了如下的结构，即，当使逆变器300变化或维持于通过各相开关信号而被规定的各个开关元件的驱动状态时，根据与该被变化或维持了的驱动状态相对应的电路状态，而对三相交流电机Ml进行驱动。另外，这种逆变器300的控制方式为所谓的PWM控制的一种方式。
[0100](实施方式的效果)
[0101](电压控制运算部113中的PID控制的效果)
[0102]接下来，参照图6，作为本实施方式的效果而对PID控制的效果进行说明。在此，图6为,对作为三相交流电机Ml的输出电力的电机电力Pm、作为平滑电容器C的端子间电压的端子间电压VH以及作为蓄电池B的输出电流的蓄电池电流Ib的相位关系进行说明的图。
[0103]在图6中，端子间电压VH及蓄电池电流Ib的相位特性所涉及的虚线表示，电压控制运算部113不执行PID控制而执行PI控制时的特性。
[0104]从图6中可明确得知，在电机电力Pm为图示的白色圆圈pi时，在PI控制中，在其影响出现在端子间电压VH上之前将受到平滑电容器C中的90°的相位滞后的影响。因此，白色圆圈Pl的影响将成为图示的白色圆圈Ρ2而体现在端子间电压VH上。通过对端子间电压VH进行反馈而决定的蓄电池电流Ib也受平滑电容器C中的相位滞后的影响，从而如虚线上的图示的白色圆圈Ρ3所示相对于端子间电压VH以反相的关系进行推移。其结果为，蓄电池电流Ib的波形与电机电力Pm的实际的波形无法整合，从而无法对相当于电机电频率fmt的端子间电压VH的变动进行抑制。必然地，平滑电容器C及逆变器300的各个开关元件的耐电压至少需要与该端子间电压VH的变动幅度相对应的量的余量，从而无法避免成本及体积的增大。
[0105]相对于此，在代替PI控制而执行PID控制的情况下，通过微分要素的相位提前特性，能够使蓄电池Ib的相位和电机电力Pm的相位在时间轴上整合在一起。该情况用实线表示。例如，相对于上述的图示的白色圆圈Pl的电力点，蓄电池电流Ib采用图示的黑色圆圈P4的值。其结果为，如通过图示实线所示的那样，在理想的情况下，端子间电压VH的波形成为不存在与电机电频率相当的电压变动的波形。
[0106]另外，电机电频率fmt为每一秒的电机转速的倒数乘以三相交流电机Ml的磁极对的数量而得出的值，例如在具有四个磁极对的三相交流电机的情况下，3000rpm (即，每秒50转)时的电机电频率成为50X4=200 (Hz)0
[0107](电压控制运算部113中的BPF的效果)
[0108]接下来，参照图7，作为本实施方式的效果而对BPF113E的效果进行说明。在此，图7为概念性地表示BPF113E的特性的示意性的波德图。
[0109]在图7中，上层表示电压控制运算部113中的微分要素的通过信号电平的频率特性，下层同样表示相位的频率特性。图示的粗虚线为作为微分要素而采用了一般的微分器时的特性，且为应当供与本实施方式进行比较的比较例。
[0110]当作为微分要素而使用微分器时，通过信号的相位将在不依赖输入信号的频率的条件下提前90°。因此，关于相位而言，微分器作为微分要素是有用的。如上层所示，微分器的通过信号电平相对于输入信号的频率而在波德图上线性地增加。因此，PID控制中的D项在端子间电压VH中含有与电机电频率相比为高频的信号时，将由于该高频侧的信号而受到较大影响。
[0111]在此，从前述的载波生成部114供给的载波Car的载波频率fear与电机电频率fmt相比而较高，并且构成逆变器300的各个开关元件的开关频率属于大致数k?数十kHz的高频区域。因此，当作为微分要素而使用微分器时，因为微分器与相当于电机电频率的电压变动相比，欲更加追随相当于逆变器300的开关频率的电压变动，所以不仅无法对相当于电机电频率的电压变动有效地进行抑制，反而有可能会使平滑电容器C的端子间电压VH变得不稳定。
[0112]相对于此，用图示的粗实线表示的是作为微分要素而使用了 BPF113E的情况下的频率特性。
[0113]在使用了 BPF113E的情况下，在与用图示的点划线表示的截止频率fc相比靠低频侧，通过信号电平与使用微分器的情况几乎一致，而在与截止频率fc相比靠高频侧，通过信号电平因为BPF的带通作用而衰减。另一方面，当观察通过信号的相位时，该相位也在与截止频率fc相比靠低频侧被发现与使用微分器时大致一致的相位提前特性，尤其是越靠近低频侧则相位提前量就越逐渐接近90°。
[0114]S卩，在与截止频率fc相比靠低频侧的频带中，BPF113E具有和微分器大致相同的功能。而且，由于与截止频率fc相比为高频侧处的信号衰减作用，因而与微分器有所不同，即，对于与逆变器300的开关频率相当的电压变动而言，微分要素不起作用。因此，能够选择性地且可靠地对与电机电频率相当的电压变动进行抑制。
[0115]另外，在截止频率fc中通过信号的相位提前量成为零，并且在与截止频率fc相比靠高频侧，通过信号与输入信号相比而滞后。但是，当将电机电频率fmt的可采用的频带设定为图示频带FBmtr (参照阴影线区域)，且将逆变器300的开关频率的可采用的频带设定为图示的频带FBinv (参照阴影线区域)时，两者之间存在较大的差距，并且只要准确地设定截止频率fc，相位提前量减少的区域和接下来的相位滞后的产生区域就不会与频带FBmtr发生大范围重复。此外，如果鉴于该频带间的差，则设定这种准确的截止频率fc至少并不困难。
[0116]尤其是，在本实施方式中，BPF113E的截止频率fc在波德图上位于上述两频带的中间(与电机电频率fmt现实上能够采用的范围的上限值相比靠高频侧、且与逆变器300的开关频率现实上能够采用的范围的下限值(直截了当而言为载波频率fear)相比靠低频侧)，并且在频带FBmtr中能够对平滑电容器C中的、相当于电机电频率的电压变动大致良好地进行抑制。当然，在截止频率fc的设定方式上存在较大的容许宽度，例如可以被设定在与图示的截止频率f c相比靠高频侧，以便在相当于电机电频率的图示频带FBmtr中确保(90-α ) ° (α为任意，例如10°左右)的相位提前量，也可以相反地被设定在与图示的截止频率fc相比靠低频侧，以便在相当于逆变器300的开关频率的图示频带FBinv中切实地使信号衰减(例如，确保-1OdB的衰减量)。
[0117](第二实施方式)
[0118]接下来，参照图8，对作为本发明的第二实施方式的由控制装置100执行的VH变动抑制控制处理进行说明。在此，图8为VH变动抑制控制处理的流程图。另外，该处理例如按照被存储于ROM中的控制程序而在电机驱动系统10的驱动期间内被执行。另外，第二实施方式所涉及的系统结构设为与第一实施方式所涉及的电机驱动系统10等同。
[0119]在图8中，控制装置100对电机电频率fmt进行运算(步骤S101)。关于电机电频率fmt的定义如上文所述。当对电机电频率fmt进行运算时,控制装置100对运算出的电机电频率fmt是否为与基准频率fmtb相比靠高频侧的值进行判断(步骤S102)。
[0120]当电机电频率fmt为与基准频率fmtb相比靠高频侧的值时(步骤SlOl:是)，控制装置100经由电压控制运算部113而将BPFl 13E中的微分增益kdv设定为零(步骤S103)。微分增益kdv为零的状态即为，与电压控制运算部113代替PID控制而执行PI控制的状态等效的状态。
[0121]另一方面，当电机电频率fmt小于等于基准频率fmtb时(步骤SlOl:否),控制装置100将微分增益kdv维持为常用D增益(设定为与第一实施方式相同的增益)(步骤S104)。当增益的设定结束时，处理返回到步骤S101。VH变动抑制控制处理以上述方式被执行。
[0122]在此，参照图9对基准频率fmtb进行说明。在此，图9为三相交流电机Ml的驱动特性图。
[0123]在图9中，在纵轴及横轴上分别表示了电机转矩Tm及电机转速Nm。
[0124]虽然若仅观察该频率特性，则平滑电容器C中的相当于电机电频率的电压变动依存于电机电频率fmt，但是变动幅度还受到电机转矩Tm的影响。具体而言，具有如下倾向，即，电机转矩Tm越低则电压变动所涉及的变动幅度越变小。
[0125]另一方面，如用图中的实线表示那样，三相交流电机Ml以某个转速为界，转速的上升将导致最大转矩的减少。因此，如果从实践来看，则能够预先实验性地、经验性地或理论性地对作为在大于等于该转速的转速区域中电压变动抑制的必要性较低的参数的、基准电机转速进行规定。上述基准频率fmtb为与该基准的电机转速相对应的频率。
[0126]如果进行补充说明，则产生明显需要进行抑制的电压变动的三相交流电机Ml的动作区域为，在图9中被阴影表示的区域,该区域为在图9中与3000rpm (fmt=200Hz相当)相比靠低频侧的区域。
[0127]如上所述，根据第二实施方式所涉及的VH变动抑制控制处理，在电机电频率fmt为，与预先作为应当对相当于电机电频率的电压变动进行抑制的参数而被设定的基准频率fmtb相比靠高频侧的值时，视为电压变动抑制的必要性较小，从而使升压变频器200的控制方式从PID控制被切换为PI控制。其结果为，能够在实践上毫无问题地对平滑电容器C的电压变动进行抑制，并且能够防止BPF113E在相位从理想的微分器滞后了的相位滞后区域中的振荡等的现象。
[0128]另外，当观察基准频率fmtb与BPF113E的截止频率fc之间的关系时，从确保所需的相位提前特性的观点出发，基准频率fmtb优选为截止频率fc的1/2?1/4左右。因此，在预先设定了上述的基准电机转速的情况下，能够在将基准频率fmtb设定为与该基准电机转速相对应的电机电频率之后，将BPF113E的截止频率fc设定为该fmtb的2倍?4倍左右的频率值。
[0129]本发明并不限定于上述的实施方式，在不违反从权利要求书及说明书的整体中归纳出的发明的要旨或思想的范围内能够适当地进行变更，伴随有这种变更的升压变换器的控制装置也被包括在本发明的技术范围内。[0130]产业上的可利用性
[0131]本发明能够适用于交流电机的驱动控制中的升压变换器的控制。
[0132]符号说明
[0133]10…电机驱动系统；100…控制装置；110…升压变换器控制部；113…电压控制运算部；113E-BPF (带通滤波 器);120...逆变器控制部；200…升压变换器；300…逆变器；0..平滑电容器；B…直流电源；M1...三相交流电机。
【权利要求】
1.一种升压变换器的控制装置，其在电机驱动系统中，对所述升压变换器进行控制，所述电机驱动系统具备:直流电源；三相交流电机；电力转换器，其被设置在所述直流电源与所述三相交流电机之间，并且包括与所述三相交流电机的三相各自对应的开关电路、以及相对于该开关电路而并联配置的平滑电容器；升压变换器，其被设置在所述电力转换器与所述直流电源之间，且将所述直流电源的直流电压升压并供给至所述电力转换器，所述升压变换器的控制装置的特征在于，具备:运算单元，其具备比例要素、积分要素以及微分要素，且该微分要素作为带通滤波器而构成，并且所述运算单元对用于将所述升压变换器的输出电压维持在所述平滑电容器的端子间电压(VH)的指令值上的、相当于所述升压变换器的电流指令值的比例、积分和微分控制量进行运算；控制单元，其根据被运算出的所述比例、积分和微分控制量，而对所述升压变换器的输出电压进行控制。
2.如权利要求1所述的升压变换器的控制装置，其特征在于，所述升压变换器包括:电抗器，其一端被连接在所述直流电源的正极上；第一开关元件，其被连接在所述电抗器的另一端与所述电力转换器之间；第二开关元件，其被连接在所述电抗器的另一端与所述直流电源的负极之间；第一二极管及第二二极管，其分别与所述第一开关元件及第二开关元件反并联连接。
3.如权利要求1所述的升压变换器的控制装置，其特征在于，所述带通滤波器的截止频率大于等于与所述三相交流电机的转速成比例的电机电频率的上限值、且小于所述电力转换器的载波频率的下限值。
4.如权利要求1所述的升压变换器的控制装置，其特征在于，所述运算单元在所述三相交流电机的转速大于等于预定值时，代替所述比例、积分和微分控制量，而对所述微分要素成为无效的比例和积分控制量进行运算，所述控制单元根据被运算出的所述比例和积分控制量，而对所述输出电压进行控制。
【文档编号】H02M3/155GK103477546SQ201180070281
【公开日】2013年12月25日 申请日期:2011年4月19日 优先权日:2011年4月19日
【发明者】高松直义, 冈村贤树 申请人:丰田自动车株式会社