专利名称：一种组合式dc-dc变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及发电逆变技术领域，具体是一种组合式DC-DC变换器。
背景技术：
在风光互补发电整个过程中，逆变器作为向独立负载或电网输出电能的环节，须将蓄电池存储的直流电转化成交流电，逆变器的转换效率和稳定性直接影响到风光互补发电系统的转换效率和稳定性，因此它是风光互补发电的重要组成部分之一。由于蓄电池直流输出电压要远低于标准交流电，不能直接转换，逆变电路一般先通过DC-DC变换器实现升压，然后采用DC-AC电路逆变。前级DC/DC变换器不仅要具有提升电压的功能，还应能在蓄电池输出电压宽范围变化时，提供给后级逆变器稳定的输入电压，并保证负载突然变化时也能稳定工作，因此DC-DC变换器是逆变器的关键组成部分之一。目前常用的DC-DC变换器有单端正激式、单端反激式、推挽式等，但在考虑高功率输出与宽范围电压输入对整个 DC-DC变换器所造成的影响下，目前在设计DC-DC变换器时，主要存在以下三个方面设计难
占-
^ \\\ ·
(I)高功率输出
高功率输出所造成的开关管中的高功率电流一直是DC-DC变换器设计中所面临的一个难题。这是由于高功率电流不仅会影响变换器的器件选型，更重要的是开关管中的高功率电流将会严重影响整个变换器的稳定性。以48V/5kW的DC-DC变换器为例，假设变换器工作在输出功率为5kW，输入电压48V条件下，可粗略估算出流过变换器中开关管的功率电流将会达到100A以上，峰值电流将会高于140A。这无疑会对器件选型和系统稳定性造成影响。所以，必须通过合理设计DC-DC变换器的结构，降低流过开关管中的功率电流，从而达到提高变换器稳定性、降低生产成本的目的。(2)宽范围电压输入
宽输入电压导致DC-DC变换器工作占空比变化范围较大，会对DC-DC变换器的设计带来一定的困难，在设计变压器时，变比一般按低压满载来确定，这样当高压输入时，变压器副边电压平台较高。同时，由于变压器漏感及线路电感的存在，在整流二极管关断瞬间流过反向恢复电流，将会在整流二极管两端产生较高的电压尖峰。这不仅对整流二极管的安全工作不利，而且由于变压器的耦合作用，将会引起原边电流增大，带来原边主开关管的额外导通损耗。(3)蓄电池高输出电流
蓄电池长时间工作在较高输出电流条件下，将会严重影响蓄电池使用寿命，这无疑会增加系统的使用寿命和维护成本，不利于风光互补发电系统的推广与应用。所以必须在设计DC-DC变换器控制电路时，充分考虑高输出电流对蓄电池的影响，对蓄电池输出电流进行限制
发明内容
为了克服上述现有技术的缺点，本发明提供一种高效组合式DC-DC变换器，将蓄电池输出的宽范围、相对低压直流电转换为稳定的高压直流电，为逆变单元提供稳定的高压直流电。本发明是以如下技术方案实现的一种组合式DC-DC变换器，在变压器原边绕组侧并联有N路参数相同的功率开关管，变压器副边绕组侧采用同名端和异名端串联连接后与整流电路连接，功率开关管的两端并联有吸收电路，吸收电路连接有能量回收电路；所述的吸收电路由电容和二极管串联组成；电容的两端连接在单端反激电路中升压变压器原边两端；所述的能量回收电路采用555定时器电路控制，555定时器电路通过三极管与吸收电路连接；滤波电感连接在变压器原边电压Vin输入侧。本发明的有益效果是有效提高了系统对太阳能和风能的利用率；能够将蓄电池输出的宽范围、相对低压直流电转换为稳定的高压直流电，为逆变单元提供稳定的高压直流电；可以有效降低风光互补发电系统的成本，使其能够适应新的工作要求。
下面结合附图及实施例对本发明作进一步说明。图I是本发明电路图。
具体实施例方式如图I所示，本发明的具体电路连接关系如下蓄电池VBat的一端与滤波电感Lfl连接，另一端与反向侧绕组Np1_2连接；滤波电感Lfl的另一端分别与正向侧绕组NplYNp2+Np3-!> Np4_!和反向侧功率开关管组V2_2、V3_2、V4_2相连；正向侧绕组Npl
-I、Νρ2-1、Νρ3-1、Νρ4-ι
分别与和反向侧功率开关管组\_2、\_2、V3_2、v4_2相并联；反向侧绕组np1_2、np2_2、np3_2、np4_2分别与和正向侧功率开关管组、+ V2_i、V3_i、V4^1相并联；吸收电路Cl-I和Dl-I并联在正向侧功率开关管组Vh两端，吸收电路C1-2和D1-2并联在反向侧功率开关管组\-2两端；吸收电路C2-1和D2-1并联在正向侧功率开关管组V”两端，吸收电路C2-2和D2-2并联在反向侧功率开关管组V2_2两端；吸收电路C3-1和D3-1并联在正向侧功率开关管组Vp1两端，吸收电路C3-2和D3-2并联在反向侧功率开关管组V3_2两端；吸收电路C4-1和D4-1并联在正向侧功率开关管组AV1两端，吸收电路C4-2和D4-2并联在反向侧功率开关管组V4_2两端；电容Cl的一端接在正向侧绕组^^和正向侧功率开关管组Vh的交点，另一端接在反向侧绕组&_2和反向侧功率开关管组V"的交点；电容C2的一端接在正向侧绕组Np2_dP正向侧功率开关管组V1的交点，另一端接在反向侧绕组％2_2和反向侧功率开关管组V2_2的交点；电容C3的一端接在正向侧绕组Np3_i和正向侧功率开关管组Vp1的交点，另一端接在反向侧绕组％3_2和反向侧功率开关管组V3_2的交点；电容C4的一端接在正向侧绕组Np4_JP正向侧功率开关管组AV1的交点，另一端接在反向侧绕组％4_2和反向侧功率开关管组V4_2的交点；变压器副边绕组Nsi的同名端与整流二极管VDl的正极相连，Nsi的异名端与Ns2的同名端相连，Ns2的异名端与Ns3的同名端相连,Ns3的异名端与Ns4的同名端相连,Ns4的异名端与整流二极管VD3的正极相连；整流二极管VDl和VD3的负极相连，整流二极管VD2和VD4的正极相连；整流二极管VDl的正极和VD2的负极相连；整流二极管VD3的正极和VD4的负极相连；电容C5并联在VDl和VD2的两侧；能量回收电路VTl的E极与吸收电路C1-1、C2-1、C3-1、C4-1的负极相连，VTl的C极与单端反激电路NI的异名端相连，VTl的B极与反相器的输出相连；单端反激电路NI的同名端与吸收电路C1-1、C2-1、C3-1、C4-1的正极相连，VD6的负极接C5的正极，C7的正极接VD6的负极，C7的负极接地；VT2的E极与吸收电路Cl-2、C2-2、C3-2、C4-2的负极相连，VT2的C极与单端反激电路N2的异名端相连，VT2的B极与反相器的输出相连；单端反激电路N2的同名端与吸收电路Cl-2、C2-2、C3-2、C4-2的正极相连，VD5的负极接C5的正极，C6的正极接VD5的负极，C6的负极接地；反相器的输出接VTl和VT2的B极，反相器的输入接555定时器的3脚，555定时器的4脚和8脚接VCC，555定时器的I脚接地，555定时器的6脚和2脚相连并与Ql的E极相连，555定时器的5脚与C8相连，C8的另一端接地，Ql的C极接555定时器的4脚和8脚，Ql的B极接Rl和R2之间，R2的另一端接地，R2的另一端接稳压管VD7的正极，稳压管VD7的负极接输入电压V0。工作原理
(I)针对传统DC-DC变换器中开关管的高功率电流过大的问题，本专利采用“并联分 流”的设计思想，即在不降低输出功率的条件下，将N路参数相同的功率开关管在变压器原边侧进行并联，实现对功率电流的平均分配，将原有的半周期内单管流过的功率电流分配到N个开关管中，大大降低了流过各开关管中的功率电流值，约为采用传统推挽正激变换器拓扑结构的1/N，解决了由于电流值过高对开关器件选型所造成的不利影响，同时提高了系统稳定性。(2)在变压器副边高压输出侧，本专利采用“叠加原理”的设计思想，采用“同名端一异名端一同名端……异名端”的串联连接方式，将变压器副边输出电压叠加输出，获得所需要的高压交变电压，在降低单个变压器输出功率的同时，可以有效降低变压器原副边匝数比，降低变压器绕组的电流密度，减小变压器设计难度，同时提高变压器工作稳定性。(3)变换器正常工作时，初级绕组的漏感会在功率开关管关断时刻在其两端产生瞬间电压尖峰，为了保护功率管不被击穿，传统的DC-DC变换器一般采用RC等吸收电路把能量消耗掉。与一般的吸收电路把能量消耗在电阻上不同，以第一个推挽正激变换器为例，本专利将Cl-I和Dl-I，C1-2和D1-2构成吸收回路，用来抑制功率管Vl-I，V1-2关断时产生的瞬间高压，吸收的能量在电电路通过Cl-1、C1-2收集漏感能量，利用能量回收电路把功率管两端收集的能量经过单端反激电路NI、N2升压变换后馈送到直流母线上，从而有效地提高DC-DC变换器的工作效率。(4)本专利与传统的DC-DC变换器的区别在于将滤波电感从整流二极管后侧移到了变压器原边电压Vin输入侧。由于电感直接接在输入测，因而输入电流连续，电流纹波小，有利于提高蓄电池的效率和工作寿命；另外变压器次级无续流电感，因而次级缓冲电路可以省略，电路结构更简单，有利于降低成本。工作过程 ①阶段I [tcrtj
t0开始，驱动信号Driverl为高电平，Driver2为低电平，从而使V1-1，V2-1，V3-1，V4-1均处于导通状态。蓄电池直流电源经过输出滤波电感Lfl滤波后，将其直流功率电流进行并联分流，同时输入四组正向侧绕组，此时在变压器每组副边绕组两端，均会产生电压值为nXVpl磁感应电动势，其中η为变压器原副边匝数比。由于变压器副边采用“同名端一异名端一同名端……异名端”的串联连接方式，将会产生一个由4个变压器绕组磁感应电动势叠加产生的较高电压的电动势Vst。在整流输出侧，整流二极管VD2，VD3导通，经过C5滤波后，输出高压直流电，直至h时刻驱动信号Driverl降为低电平，正向侧开关管组V1-1，V2-1, V3-1，V4-1关断，阶段I结束。②阶段2[tft2]
在^时刻结束后，驱动信号Driverl与Driver2均降为低电平，使Vl-1，V2-1，V3-1，V4-1恢复关断状态，此时所有开关管均处于关断状态。变压器的原边电流沿低压电源、正负相绕组与耦合电容构成的回路环流，在整流输出侧，整流二极管VD1，VD4导通，经过C5滤波后，输出高压直流电，直至t2时刻驱动信号Driver2降为低电平，反向开关管组Vl-2，V2-2，V3-2, V4-2导通，阶段2结束。
③阶段3[t2_t3]
T2开始，驱动信号01'“61'1为低电平，01^￥6^为高电平，从而使￥1-2，￥2-2，￥3-2，￥4-2均处于导通状态。蓄电池直流电源经过输出滤波电感Lfl滤波后，将其直流功率电流进行并联分流，同时输入四组反向侧绕组，此时在变压器每组副边绕组两端，均会产生电压值为nXVpl磁感应电动势，其中η为变压器原副边匝数比。由于变压器副边采用“同名端一异名端一同名端……异名端”的串联连接方式，将会产生一个由4个变压器绕组磁感应电动势叠加产生的较高电压的电动势Vst。在整流输出侧，整流二极管VD2，VD3导通，经过C5滤波后，输出高压直流电，直至h时刻驱动信号Driverf降为低电平，反向侧开关管组V1-2，V2-2, V3-2，V4-2关断，阶段3结束。④阶段4[t3_t4]
阶段4与阶段2原理基本相同，在此不再累述。⑤能量回收电路控制过程
当输入Vo的电压高于设定值时，稳压管VD7被击穿，三极管Ql导通，555定时器的2脚和6脚为高电平，555定时器3脚输出低电平，再通过反相电路输出高电平，驱动VTl和VT2导通，能量回收电路开始工作；反之，Ql关断，555定时器3脚输出高电平，再通过反相电路输出低电平，驱动VTl和VT2截止，能量回收电路停止工作。
权利要求
1.一种组合式DC-DC变换器，其特征在于在变压器原边绕组侧并联有N路参数相同的功率开关管，变压器副边绕组侧采用同名端和异名端串联连接后与整流电路连接，功率开关管的两端并联有吸收电路，吸收电路连接有能量回收电路；所述的吸收电路由电容和二极管串联组成；电容的两端连接在单端反激电路中升压变压器原边两端；所述的能量回收电路采用555定时器电路控制，555定时器电路通过三极管与吸收电路连接；滤波电感连接在变压器原边电压Vin输入侧。
全文摘要
本发明公开了一种组合式DC-DC变换器，涉及发电逆变技术领域。该变换器是在变压器原边绕组侧并联有N路参数相同的功率开关管，变压器副边绕组侧采用同名端和异名端串联连接后与整流电路连接，功率开关管的两端并联有吸收电路，吸收电路连接有能量回收电路；所述的吸收电路由电容和二极管串联组成；电容的两端连接在单端反激电路中升压变压器原边两端；所述的能量回收电路采用555定时器电路控制，555定时器电路通过三极管与吸收电路连接；滤波电感连接在变压器原边电压Vin输入侧。优点有效提高了系统对太阳能和风能的利用率；能够将蓄电池输出的宽范围、相对低压直流电转换为稳定的高压直流电，为逆变单元提供稳定的高压直流电。
文档编号H02M3/335GK102832821SQ20121032135
公开日2012年12月19日 申请日期2012年9月3日 优先权日2012年9月3日
发明者周天沛, 代洪 申请人:徐州工业职业技术学院