马达控制装置的制作方法

专利名称：马达控制装置的制作方法
马达控制装置技术领域
本发明的实施方式涉及一种马达控制装置，通过配置在变换器电路的直流部中的 电流检测元件来检测相电流。
背景技术：
以往，作为推断马达的磁极位置的方法，例如广泛使用如下方法根据向马达输入 的电压和电流来运算与马达的速度成比例的感应电压，并根据感应电压来进行推断。但是， 根据马达的感应电压来推断速度及位置的方法存在的问题为，虽然在高速区域能够得到足 够的精度，但是在感应电压信息较少的极低速区域不能够进行正确的推断。
因此，提出有几种对马达施加与驱动频率无关的用于传感检测的交流信号、并根 据电压电流的关系来推断转子位置的方法。但是，为了施加传感检测用的信号而需要特别 的信号发生器，控制变得复杂。作为与这些方法不同的方法，存在不施加特别的传感检测信 号而使用变换器的输出中所含有的高频或载波(carrier)频率成分的电流来推断磁极位 置的两种方法。
前者的方法为，根据PWM变换器输出中所含有的高频电流来运算电感，并根据该 电感来推断位置(例如参照专利文献I)。此外，后者的方法为，通过使PWM变换器的载波信 号在UVW这三相中的各二相之间具有120度的相位差，由此产生驱动频率以外的载波频率 成分电压和电流，并根据载波周期中的电压为恒定这种假定，仅使用载波频率成分电流来 推断位置(例如参照专利文献2)。
专利文献1:日本特开2004-129410号公报
专利文献2 日本特开2006-230056号公报
利用变换器输出中所含有的高频成分或载波频率成分的高频电流来推断磁极位 置的方法具有的优点为，虽然由于高频电压而流动的高频电流对于变换器输出的基波成分 的电压成为干扰，但是由于载波频率相对于马达的转速为足够大，因此不会成为对于转矩 的干扰，并且，在磁极位置推断中不需要对电流反馈值附加低通滤波器等，而作为控制系统 的响应性变得良好。
但是，当从实用化的观点考虑时，高频电流的大小依存于马达的参数来决定，因此 其影响根据使用的马达而不同，难以对各种系统通用地应用。发明内容
因此，提供一种马达控制装置，能够以在PWM控制的载波周期内能够可靠地检测2 相的电流的高频成分的方式，生成3相的PWM信号脉冲。
根据实施方式，提供一种马达控制装置，通过按照规定的PWM信号图形对3相桥 接的多个开关元件进行导通截止控制，由此经由将直流变换为3相交流的变换器电路来驱 动马达，在该马达控制装置中，将电流检测元件与变换器电路的直流侧连接，而产生与电流 值对应的信号，PWM信号生成单元以跟踪马达的磁极位置的方式生成3相的PWM信号脉冲。而且，当电流检测单元根据电流检测元件中产生的信号和PWM信号图形来检测马达的相电 流时，PWM信号生成单元以电流检测单元能够在PWM信号的载波周期内的4个定时分别对2 相的电流进行2次检测的方式生成3相的PWM信号脉冲。并且，当电流微分单元对于上述 2相的各自、将2次检测的电流值之差输出为电流微分值时，磁极位置推断单元根据该电流 微分值来推断马达的磁极位置。


图1是表示第一实施方式的马达控制装置的结构的功能框图。
图2是表示磁极位置推断部的详细结构的功能框图。
图3(a)是表示由位置传感器检测的马达的磁极位置的图，图3(b)是表示本实施 方式的施加了 PWM信号脉冲的情况下的2相的电流微分值的图。
图4是表示PWM控制的I个周期中的各相负载脉冲、各相电流和由分流电阻检测 的电流的图。
图5是使各相负载脉冲的相位变化了的情况下的与图4相当的图。
图6是根据变换器电路的各开关元件的导通截止状态而表示由直流电流检测器 检测的各相电流的一览的图。
图7是以变换器电路及栅极驱动部为中心而详细地表示图1所示的马达控制装置 的结构的功能框图。
图8是表示PWM信号生成部的内部结构的功能框图。
图9是表示生成上臂侧3相PWM信号脉冲的状态的时间图。
图10是表示第二实施方式的使3相PWM负载统一减少的情况下的与图5相当的 图。
图11是表示第三实施方式的与图1相当的图
图12是表示在磁极位置合成部中合成2组磁极位置及转速的状态的图。
图13是表示根据转速变化而使3相的PWM负载统一变化的状态的图。
图14是表示第四实施方式的与图8相当的图
图15是表示第四实施方式的与图9相当的图。
图16是表示脉冲生成部进行的负载变换的逻辑的图。
符号的说明
图中，3表示变换器电路，4表示分流电阻(电流检测元件)，5表示功率MOSFET (开 关元件)，6表示马达,7表示相电流检测部(电流检测单元)，9表示PWM信号生成部(PWM 信号生成单元)，11表示DUTY增减部，25表示电流微分部(电流微分单元)，27表示磁极位 置推断部(磁极位置推断单元)，41表示第二磁极位置推断部(第二磁极位置推断单元)， 42表不磁极位置合成部(磁极位置合成单兀)，51表不PWM信号生成部(PWM信号生成单 元)，52表示脉冲生成部。
具体实施方式
(第一实施方式)
以下，参照图1至图9对第一实施方式进行说明。图1是表示马达控制装置的结构的功能框图。速度控制部21为,对于从外部赋予的速度指令值o_ref与由后述的磁极位置推断部27推断的马达6的速度《est之间的差分，进行比例积分(PI)或比例积分微分(PID)控制，由此生成电流指令值Id_ref、Iq_ref，并将这些电流指令值输出到电流控制部22。另外，在马达6为无刷DC马达等永磁马达、并进行全励磁运转的情况下，d轴的电流指令值Id_ref被设定为零。
电流控制部22为，与速度控制部21同样，对于上述电流指令值与由后述的3相 —dq坐标变换部26赋予的d轴电流Id、q轴电流Iq之间的差分，进行PI或PID控制，由此生成电压指令值Vd、Vq，并将这些电压指令值输出到dq — 3相坐标变换部23。dq — 3相坐标变换部23根据由磁极位置推断部27推断的马达6的磁极位置Θ est，将d轴、q轴电压指令值VcUVq变换为3相电压指令值m并将这些指令值输出到栅极驱动部24。
栅极驱动部24根据3相电压指令值Vu、Vv, Vw生成3相的PWM信号，并向构成变换器电路3的各相开关兀件FET5U土、5V土、5W± (参照图7)输出栅极驱动信号。另外，关于栅极驱动部24的内部结构将后述。对于变换器电路3例如被供给将交流电源进行整流平滑而生成的直流电源1，并通过赋予上述栅极驱动信号来驱动马达6。直流电流检测器4 被插入到变换器电路3的直流部、例如负侧母线，将在变换器电路3中流动的直流电流检测信号输出到相电流检测部7。
相电流检测部7为，由栅极驱动部24赋予与PWM的载波周期同步的电流检测定时信号，根据该检测定时信号，在I个载波周期内对各相电流进行2次检测，将检测电流值 I (u、v、w)1、I (u、v、w) 2输出到电流微分部(电流微分单元)25,并将检测电流值I (u、v、w) 2 输出到3相一dq坐标变换部26。电流微分部25对每个相取得检测电流值12、11的差分， 并将这些差分值(电流微分值、高频电流值)输出到磁极位置推断部27。磁极位置推断部 27通过对每个相的电流差分值进行运算来推断磁极位置eest及速度coest，并输出到各部。此外，3相一dq坐标变换部26根据上述磁极位置Θ est将检测电流值12变换为d、q 轴电流Id、Iq，并输出到电流控制部22。
在此，参照图4至图6对本实施方式的磁极位置推断方法以及作为其前提的电流检测方法的概要进行说明。例如，在3相PWM信号的各负载统一为50%的情况下,在基于一般的三角波比较法的负载生成中，能够得到如图4(b)所示那样的3相的负载脉冲。在此， 所谓负载脉冲是具有被赋予的负载的PWM信号脉冲。
由于各相脉冲的产生基准相位以及负载增减的方向齐备，因此在变换器电路3中与全相导通或全相截止状态相对应。在该情况下，在全区间(PWM控制周期的相应I个周期)中，对马达6的各相端子之间不施加电压，各相电流为零(参照图4(c)、(d))。
另一方面，在本实施方式中，如图5所75,在栅极驱动部24的内部，以各相负载脉冲的产生相位与图4不同的方式生成脉冲。这是为了在PWM控制的I个周期内，能够对2 相的电流的各自检测2次电流。在图5(a)中，将三角波用作为PWM载波，并将该三角波的底部作为周期的中心相位。另外，也可以使用中心相位成为峰的三角波、即波形为反相的三角波。
而且，对于U相脉冲，在将上述中心相位作为基准相位而使脉冲宽度增加的情况下，以向图中两侧(延迟侧、前进侧)延伸的方式生成负载脉冲。此外，对于V、w相脉冲，在同样将上述中心相位作为基准相位而使脉冲宽度增加的情况下，分别以向图中右侧(前进侧)、左侧(延迟侧)延伸的方式生成负载脉冲(参照图5(b))。
在该情况下，当考虑马达6的各相端子间的电压时，图5所示的I个周期内被分割为4个区间(1Γ(4)(在图中由圆圈数字表示)。在区间⑴中仅W相导通，因此W —UV相间被施加直流电压VDC，W相电流以基于马达6的电感的倾斜增加。此时，U、V相端子被施加负电压，因此U相电流、V相电流减少。
接着，在区间⑵中U、W相导通，因此UW — V相间被施加直流电压VDC。在该区间中，U相电流和W相电流增加，V相电流减少。而且，作为区间⑴ ⑷的合计，各相电流的增加减少的结果，3相的平均电流都成为零，并成为与图4所示的PWM图形同样的马达电流。不同点在于，在各相产生载波频率的波动。即，通过使3相PWM的负载脉冲的产生相位如图5所示那样移动，能够在3相电流的平均值不改变的情况下使载波频率的高频电流振幅变化。
接着，对从配置在变换器电路3的直流部的直流电流检测器4检测3相的马达电流的方法进行说明。在直流电流检测器4中流动的电流根据各相的导通状态而变化。图6 表示各相的Hi侧FET的导通截止状态的组合以及能够通过该组合中的直流电流检测器4 检测的马达电流的一览。即，在图5所示的PWM图形的情况下，V相及W相电流分别成为正、 负的极性而流动。而且，如果检测出这些区间中至少2相的电流，则能够根据合计值成为零的运算来求出剩余的I相，而能够检测出3相的电流值。 在本实施方式中，检测在图5 (C)中由圆圈表示的部分的电流。即，以基准载波(三角波)的底部为中心，在其两侧的导通/截止状态、即区间(2)、(3)中，检测V相、W相的电流。在该情况下，只要在区间(2)的某I点对电流值进行采样，则能够检测负极性的W相电流，但是在本实施方式中，为了检测马达6的磁极位置而求出电流的微分值(差分值)，因此在区间⑵的起点及终点附近的2点(图5的Tvl、Tv2)进行采样。然后，将在2点采样的电流值的差分作为W相电流微分值。同样，关于区间(3)，也根据在起点、终点(图5的 TwU Tw2)采样的值的差分值来求出V相电流微分值。
接着，参照图7至图9对用于以图5所示的PWM信号图形来产生负载脉冲的结构进行说明。图7是以变换器电路3及栅极驱动部24为中心而详细地表示图1所示的马达控制装置的结构的功能框图。在直流电源部I上，经由正侧母线2a、负侧母线2b连接有变换器电路3，在负侧母线2b侧，作为直流电流检测器而插入有作为电流检测元件的分流电阻4。变换器电路3例如将N沟道型的功率M0SFET5 (U+、V+、W+、U-、V-、W-) 3相桥接而构成，各相的输出端子分别与马达6的各相绕组连接。
分流电阻4的端子电压(与电流值对应的信号)由电流检测部(电流检测单元)7 检测，电流检测部7根据上述端子电压和输出到变换器电路3的3相的PWM信号脉冲，来检测U、V、W各相的电流Iu、Iv、Iw。电流检测部7检测的各相电流，当被赋予DUTY生成部8 并被A/D变换而读入时，根据马达6的控制条件等来进行运算。其结果，确定用于生成各相的P丽信号脉冲的负载U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY。另外，在图7中，DUTY生成部8根据电流检测部7检测的各相电流来确定各相负载的流程，是将图1所示的控制的流程省略了的流程。
各相负载U、V、W_DUTY被赋予PWM信号生成部(PWM信号生成单元)9，通过与载波的电平比较而生成3相PWM信号脉冲。此外，还生成使3相PWM信号反相的下臂侧的信号，在根据需要附加了停顿时间(dead time)之后，将这些信号输出到驱动电路10。驱动电路 10按照所赋予的PWM信号，对构成变换器电路3的6个功率M0SFET5 (U+、V+、W+、U-、V-、W_) 的各个栅极输出栅极信号(关于上臂侧以升压了需要的电平的电位进行输出)。
图8是表示PWM信号生成部9的内部结构的功能框图，图9是表示在PWM信号生成部9的内部生成上臂侧的3相的PWM信号脉冲(U+、V+、W+)的状态的时间图。在由DUTY 增减部11输出了加法值的情况下，经由加法器12U、12V、12W对由DUTY生成部8输入的各相负载U、V、W_DUTY加上负载(关于其详细情况将在第二实施方式中说明)。而且，加法器 12U、12V、12W的输出信号输入到脉冲生成部13，与U、V、W各相的载波的电平比较的结果，生成各相的PWM信号U±、V±、W±。
S卩，在本实施方式中，对每个相使用不同波形的载波。如图9(ar(c)所示，U相载波为三角波，V相载波为锯齿状波，W相载波为相对于V相成为反相的锯齿状波。而且，这些相位被输出为，U相载波的振幅水平成为最小、V相载波的振幅水平成为最小、W相载波的振幅水平成为最小的相位一致。这些载波能够通过相互同步地进行计数动作的3个计数器来生成，U相成为升降计数器，V相成为升计数器，W相成为降计数器。其中，升降计数器进行计数动作的频率成为其他计数器的2倍。载波周期例如为50 μ sec。
此外，在脉冲生成部13中，分别比较各相负载U、V、W_DUTY和各相载波的电平，在成为(负载)>(载波)的·期间输出高电平脉冲。结果，如图9(d)所示，当将U相载波的振幅最小相位(三角波的谷)作为基准相位时，U相的PWM信号脉冲U+的脉冲宽度以从基准相位向延迟、前进的两个方向侧进行增减的方式变化，V相的PWM信号脉冲V+的脉冲宽度以从基准相位向前进方向侧(图中右侧)进行增减的方式变化，W相的PWM信号脉冲W+的脉冲宽度以从基准相位向延迟方向侧(图中左侧)进行增减的方式变化。
在电流检测部7中，由PWM信号生成部9赋予电流检测定时信号(例如U相载波)， 并按照电流检测定时信号来确定检测2相的电流的定时。在I个周期内，根据检测V相电流的定时Tvl、IV2和检测W相电流的定时Twl、Tw2而进行4次检测。例如，将U相载波的振幅最大相位作为基准相位，在从开始降计数起到计数值达到零以前的期间内设定定时Tvl、 IV2，在计数值达到零而转为升计数之后，在计算值达到最大值以前的期间内设定定时Twl、 Tw20
通过如此地设定检测定时，能够检测V相电流(_) Iv的差分值和W相电流(_) Iw 的差分值。另外，电流检测部7为了确定电流检测定时而参照的载波不限于U相，也可以是 V、W相的载波。
此外，图3表示在埋入磁铁型永磁同步马达中、(b)本实施方式的施加了 PWM信号脉冲的情况下的2相的电流微分值和(a)由位置传感器检测的上述马达的磁极位置。如该图3所示，电流微分值相对于磁极位置Θ以2倍的2 Θ进行变化。对于具有显极性的马达， 电流微分值含有表示该马达的磁极位置的信息，因此能够根据这些2相的电流微分值来计算出磁极位置。
根据该电流微分值来计算磁极位置的方法存在多种，例如能够通过图2所示那种方法来进行运算。图2是表示磁极位置推断部27的详细结构的功能框图。在角度运算部 (Atan) 28中，根据各相电流的微分值进行基于下式的运算，并得到2倍的角度2 Θ cal。
l^Xlv^lwjj/1./^/lXiv'-lw5)] -(1)
在下级的减法器29中，取得角度2 Θ cal与经由延迟器30而延迟了的I个运算周期前的运算结果(2 Θ cal_l)之间的差分(微分值)，在进一步下级的乘法器31中使上述差分成为1/2倍。乘法器31的输出在累计器32中进行累计，累计结果保存到清零部33中。 经由清零部33，能够得到与上述2倍的角度2 Θ cal的1/2相当的角度0cal，但是作为累计值的角度Θ cal,每隔I次角度2 Θ cal的值表示零的定时而被清零。
在下级的减法器34中，取得角度Θ cal与经由延迟器35而延迟了的I个运算周期前的最终运算结果(0est_l)之间的差分，而输入到PI控制部36中。从PI控制部36 得到推断速度《est，通过在积分器37中对推断速度《est进行积分，而得到磁极推断值 Θ est0
如上所述，根据本实施方式，在按照规定的PWM信号图形对构成变换器电路3的 M0SFET5U±、V±、W土进行导通截止控制时，在变换器电路3的直流母线2b侧连接分流电阻4，PWM信号生成部9以跟踪马达6的磁极位置Θ est的方式生成3相的PWM信号脉冲。 此外，在电流检测部7根据在分流电阻4产生的信号和PWM信号脉冲来检测马达的相电流的情况下，PWM信号生成部9以电流检测部7能够在载波周期内的4个定时检测到2相的电流的方式生成3相的PWM信号脉冲。
此外，电流微分部25对于上述2相的各自将2次检测的电流值之差输出作为电流微分值，此外，对于剩余的I相的电流也通过运算来求得，并同样将电流值之差输出作为电流微分值，磁极位置推断部27根据这些电流微分值来推断马达6的磁极位置0est。因此， 能够不依存于马达6的电特性，在包含零速度的极低速区域中也能够通过无位置传感器方式来高精度地推断磁极位置Θ est，能够容易地应用到各种系统中。
在该情况下，PWM信号生成部9对于3相的PWM信号中的I相(第一相)，以载波周期的任意相位为基准而使负载向延迟侧、前进侧的双方向增减，对于另外I相(第二相)， 以载波周期的任意相位为基准而使负载向延迟侧、前进侧的某一方向增减，对于剩余的I 相(第三相)，以上述载波周期的任意相位为基准而使负载向与上述第二相的方向相反的方向增减。
因此，在相电流检测部7检测电流的情况下，如果以与第一相和第二相的开关元件同时导通的第一期间、以 及第一相和第三相的开关元件同时导通的第二期间相关的方式设定检测定时，则在第一期间能够检测第三相的电流，在第二期间能够检测第二相的电流。 此外，PWM信号生成部9根据载波的振幅成为最大或最小的相位来设定各相的基准，因此电流检测部7进行电流检测的定时也能够根据上述相位来容易地设定。
并且，PWM信号生成部9对于3相的PWM信号中的U相，将三角波使用作为载波， 对于V相，将振幅最大的相位与上述三角波的振幅最大或最小的相位一致的锯齿状波使用作为载波，对于W相，将相对于上述锯齿状波成为反相的锯齿状波使用作为载波，根据各载波振幅的最大值或最小值全部一致的相位来设定上述各相的基准。因此，通过对每个相使用不同波形的载波，能够改变使各相PWM信号的负载增减的相位方向。
(第二实施方式)
图10表不第二实施方式,对于与第一实施方式相同的部分赋予相同符号而省略说明，以下对不同的部分进行说明。第二实施方式表示通过内置于PWM信号生成部9的DUTY 增减部11来调整3相PWM图形的负载的例子。在本实施方式的推断方式中，电流微分值越大，则磁极位置的推断精度越提高，并且S/N比越大。但是，另一方面，当电流微分值变得过大时，导致对应于PWM载波频率的噪音、电磁噪上升。
如图10所示，当通过图5所示的图形而使全相的负载统一减少时，高频电流振幅 (电流微分值)减少，当如此调整时，高频电流振幅成为图4、图5所示的情形的中间附近。 相反，当使全相的负载统一增加时，能够以高频电流振幅增加的方式进行调整。例如，当PWM 频率超过15kHz时，基于该频率的噪音成为在人的可听区域中实际上也不能够识别的电平，因此噪音的影响成为减少的倾向。因此，在这种频率范围中进行控制的情况下，为了使磁极位置的推断精度提高，优选以使全相的负载统一增加的方式进行调整。
因此，对于DUTY增减部11，通过赋予PWM载波的频率信息，由此以根据上述频率的高低来使全相的负载统一增减的方式进行调整。此外，随着使全相的负载统一增减，需要在电流检测部7中调整检测电流值的定时。在使负载增加的情况下，对应于此，例如调整为加大定时Tvl、Tv2及定时Twl、Tw2之间的间隔。S卩，以定时Tvl更向延迟侧、定时Tw2更向前进侧的方式进行调整，而使S/N比提高。
此外，对于马达6的转速的高低，也同样进行上述的使全相的负载统一增减的调整。即，在转速较低的区域中，预先成为使全相的负载统一增加的状态并使S/N比提高，对应于转速上升而噪音等的影响相对地降低，因此例如如果是最高转速为5000rpm左右的马达，则按照每IOOrpm而使全相的负载阶段性地减少。在该情况下，对DUTY增减部11赋予推断速度《est即可。
此外，在如此地使全相的负载统一增减时，与其对应地调整4个电流检测定时。例如，在对负载进行加法的情况下，以使Tvl、IV2的检测间隔变大的方式进行调整即可。
如上所述，根据第二实施方式，DUTY增减部11对应于PWM信号的载波频率变高的情况而使3相的PWM信号脉冲的负载统一増加，因此能够对应于载波频率对人的听觉产生的影响降低的情况而使电流检测中的S/N比提高而调整高频电流振幅，能够提高磁极位置 Θ est的推断精度。此外，DUTY增减部11对应于马达6的转速ω est上升的情况而使3相的PWM信号脉冲的负载统一减少，因此能够适当地设定对应于转速高低的负载而实现电力损失及磁噪的降低。
(第三实施方式)
图11至图13是说明第三实施方式的图，以下仅对与第一实施方式不同的部分进行说明。如图11的功能框图所示，在第三实施方式中，将第一实施方式的磁极位置推断部 27作为第一磁极位置推断部27，而再设置I个第二磁极位置推断部41 (第二磁极位置推断单元、感应电压检测单元)。第二磁极位置推断部41根据d轴电压Vd、q轴电压Vq、d轴电流Id、q轴电流Iq及马达6的绕组的电感、电阻值等电特性来运算感应电压,并根据该感应电压来推断马达6的磁极位置Θ 2及转速ω 2，例如是与日本专利第4751435号公报等所公开的结构同样的周知的结构。
对磁极位置合成部(磁极位置合成单元)42输入由第一磁极位置推断部27推断的磁极位置Θ I (第一磁极位置)及转速ω1、由第二磁极位置推断部41推断的磁极位置 Θ2(第二磁极位置)及转速ω2。此外，由第二磁极位置推断部41输出的推断速度ω2，为了用于推断运算，而经由赋予I个运算周期量的延迟时间的延迟器43反馈到第二磁极位置推断部41。
在此，图12表示磁极位置合成部42中的磁极位置Θ I及转速ω I与磁极位置Θ 2 及转速ω2的合成的状态,横轴表示马达6的转速,纵轴表示磁极位置Θ I及转速ω I的合成比率(纵轴的合成比率0%表示磁极位置Θ 2及转速ω 2的合成比率100%)。磁极位置合成部42在小于转速ω a的低速区域中，仅选择磁极位置Θ I及转速ω I (合成比率100%)而将磁极位置Qest (第三磁极位置)及转速《est输出作为推断结果。转速的阈值coa对应于基于感应电压方式的第二磁极位置推断部41能够推断的最低值。
此外，当转速成为以上时，使合成比率从100%降低，与其降低的量相应地提高合成第二磁极位置推断部41的磁极位置Θ2及转速ω2的比率。当转速达到《b时，合成比率成为0%，之后第二磁极位置推断部41的磁极位置Θ 2及转速ω 2被直接输出为磁极位置Qest及转速coest。在此,转速的阈值ω b是3相之间的负载差变大、第一磁极位置推断部27难以进行磁极位置推断的转速。
此外，图13与图12同样，表示对应于马达6的转速变化、而PWM信号生成部9的 DUTY增减部11使3相的PWM负载统一变化、即使高频电流振幅变化的状态。在转速小于 a的低速区域中，较大地设定高频电流振幅而提高第一磁极位置推断部27的推断精度。 此外，当转速成为以上时，使比率渐增地合成第二磁极位置推断部41的推断结果，因此对应于速度的上升而使高频电流振幅渐减，而实现电力损失及磁噪的降低。
如上所述，根据第三实施方式，与第一磁极位置推断部27相区别地具备根据感应电压来进行磁极位置推断的第二磁极位置推断部41，磁极位置合成部42为，在转速小于 ω a的低速区域中，仅选择磁极位置Θ I及转速ω I而将磁极位置Θ est及转速ω est输出作为推断结果，当转速成为以上时，使合成比率从100%降低，与其降低的量相应地提高合成第二磁极位置推断部41的磁极位置Θ2及转速ω2的比率。当转速达到《b时，使合成比率成为0%，之后第二磁极位置推断部41的磁极位置Θ 2及转速ω 2被直接输出为磁极位置Θ est及转速ω est。
S卩，在第二磁极位置推断部41难以进行位置推断的低速区域中，使用第一磁极位置推断部27的推断结果，当马达6的转速成为第二磁极位置推断部41能够进行位置推断的阈值以上时，提高合成第二磁极位置推断部41的推断结果的比率。此外，PWM信号生成部9的DUTY增减 部11为，当转速成为阈值以上时，使3相的PWM信号脉冲的负载统一减少，因此在第一磁极位置推断部27的推断结果的合成比率较高的区域中，能够使高频电流振幅变大而使上述推断的精度提高，并能够对应于第二磁极位置推断部41的推断结果的合成比率的上升而实现电力损失和磁噪的降低。
(第四实施方式)
图14至图16表示第四实施方式。图14是与图2相当的图，表示代替PWM信号生成部9的PWM信号生成部(PWM信号生成单元)51的结构。PWM信号生成部51具备代替脉冲生成部13的脉冲生成部52，脉冲生成部52为了仅使用I个三角波的载波而与第一实施方式同样地使各相的PWM信号脉冲移动，而进行逻辑运算。
图15表示对于I个载波、通过怎样比较各相的负载U、V、ff_DUTY才生成各相PWM 信号脉冲。在(a)中，负载U_DUTY为实线，负载V_DUTY为虚线，负载W_DUTY为点划线。对于U相，在负载指令U_DUTY高于载波的期间输出PWM信号脉冲。此外，在将载波的振幅增加的区间作为第一区间、振幅减少的区间作为第二区间时，对于V相，在第一区间在负载指令V_DUTY高于载波的情况下输出PWM信号脉冲，在第二区间在负载指令V_DUTY低于载波的情况下输出PWM信号脉冲。
对于W相，在第一区间在负载指令W_DUTY低于载波的情况下输出PWM信号脉冲， 在第二区间在负载指令W_DUTY高于载波的情况下输出PWM信号脉冲。结果，对于三角波的载波的各相PWM信号脉冲的输出图形成为与第一实施方式相同(参照图9)。图16表不脉冲生成部52进行的上述信号处理的逻辑。
接着，对用于各相的负载变换的负载的设定进行说明。作为具体例，设U、W_ DUTY=80%、V_DUTY=30%,并使载波的最大振幅MAX为100%。首先，对于三角波载波，始终在低于载波的期间输出H脉冲的U相，将施加了 DUTY增减部11的处理的U_DUTY，直接利用值 80%，在区间1、2中都与载波进行比较(U_DUTY=U_DUTY’)。结果，在U相脉冲为80%的期间 H脉冲以载波的谷为中心输出。对于V相，在第一区间，将施加了 DUTY增减部11的处理的 V_DUTY的30%的2倍的值60%作为V_DUTY’，而与载波进行比较。此外，在第二区间，将载波的MAX值100%作为V_DUTY’而与载波进行比较。虽然是MAX值，但是由于是在电平低于载波时输出H电平的脉冲这种逻辑，因此不输出脉冲。结果，V相脉冲在PWM周期中30%的期间从载波的谷朝向峰输出。
最后，W相DUTY为，在第一区间，将从载波的MAX值100%的2倍减去了 W相DUTY 值80%的2倍的值160%后的值40%作为W_DUTY’，而与载波进行比较。因此，以载波的峰位置为基准产生脉冲。接着，在第二区间，将载波的MAX值100%作为W_DUTY’而与载波进行比较。因此，该区间全部成为H脉冲。结果，W相脉冲在80%的期间输出H脉冲。以上，对图15所示的各相PWM信号脉冲的情况进行了说明，但是根据各相的负载的大小而设定值产生不同，因此将进行DUTY —DUTY’的变换的逻辑进行一般化而表示的图为图16。图16(a) 表示第一区间的负载的变换逻辑，图16(b)表示第二区间的负载的变换逻辑。
S卩，对于U相，与区间无关，直接设定负载
对于W相，在负载W_DUTY的2倍值小于载波振幅的最大值(载波MAX值)的情况下，将在第一区间输出的W_DUTY’设定为载波MAX值，并且将在第二区间输出的W_DUTY’设定为上述2倍值。此外，在上述2倍值大于载波MAX的情况下，将第一区间的W_DUTY’设定为从载波MAX值的2倍减去上述2倍值的值，并且将第二区间的W_DUTY’设定为载波MAX值。
如上所述，根据第四实施方式，PWM信号生成部51将三角波用作为载波，在将三角波的振幅增加的区间作为第一区间、振幅减少的区间作为第二区间时，对于3相的PWM信号中的U相，比较三角波振幅与PWM指令之间的大小关系，而使用于输出PWM信号的比较条件在第一及第二区间中为恒定，对于V、W相，使第一区间的比较条件相互不同，并且第二区间的比较条件是使第一区间的各相的比较条件反相，由此生成3相PWM信号脉冲。
此外，对于U相，直接设定负载U_DUTY，对于V、W相，将负载V_DUTY、ff_DUTY的2 倍值与载波MAX值进行比较，根据其结果，按照图16所示的逻辑将对第一区间、第二区间设定的负载V_DUTY’、W_DUTY’进行变换。因此，即使不如第一实施方式那样使用三种载波，也 能够得到与第一实施方式相同的效果。
对本发明的几个实施方式进行了说明，但是这些实施方式是作为例子而提示的， 并不意图限定发明的范围。这些新实施方式能够通过其他各种方式来实施，在不脱离发明 的主旨的范围内能够进行各种省略、置换和变更。这些实施方式及其变形包含在发明的范 围及主旨中，并且包含在专利请求范围所记载的发明以及与其均等的范围内。
电流检测部7在载波周期内检测2相的电流的定时，不一定需要将载波的电平为 最小或最大的相位作为基准，只要在能够检测2相的电流的范围内根据载波的任意相位来 设定即可。
此外，检测电流的定时不需要与PWM载波的周期一致，例如也可以以载波周期的2 倍或4倍的周期来进行检测。因此，输入到电流检测部7中的电流检测定时信号不需要是 载波自身，例如也可以是与载波同步而具有规定周期的脉冲信号。
也可以将分流电阻4配置在正侧母线2a上。此外，电流检测元件不限于分流电阻 4,例如也可以设置CT (Current Transformer :变流器)等。
开关元件不限于N沟道型M0SFET，也可以使用P沟道型M0SFET、IGBT、功率晶体管坐 寸ο
权利要求
1.一种马达控制装置，通过按照规定的PWM信号图形对3相桥接的多个开关元件进行导通截止控制，由此经由将直流变换为3相交流的变换器电路来驱动马达，其特征在于， 具备 电流检测元件，与上述变换器电路的直流侧连接，产生与电流值对应的信号； PWM信号生成单元，以跟踪上述马达的磁极位置的方式生成3相的PWM信号脉冲；以及电流检测单元，根据上述电流检测元件中产生的信号和上述PWM信号脉冲，来检测上述马达的相电流， 上述PWM信号生成单元，以上述电流检测单元能够在上述PWM信号的载波周期内的4个定时分别对2相的电流进行2次检测的方式生成3相的PWM信号脉冲， 该马达控制装置还具备 电流微分单元，对于上述2相的各自，将2次检测的电流值之差输出作为电流微分值；以及 磁极位置推断单元，根据上述电流微分值来推断上述马达的磁极位置。
2.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于， 上述PWM信号生成单元对于3相的PWM信号中的I相，将上述载波周期的任意相位作为基准而使负载向延迟侧、前进侧的双方向增减， 对于另外I相，将上述载波周期的任意相位作为基准而使负载向延迟侧、前进侧的某一方向增减， 对于剩余的I相，将上述载波周期的任意相位作为基准而使负载向与上述方向的相反方向增减。
3.根据权利要求2所述的马达控制装置，其特征在于， 上述PWM信号生成单元，根据载波的振幅成为最大或最小的相位来设定上述各相的基准。
4.根据权利要求广3中任一项所述的马达控制装置，其特征在于， 上述PWM信号生成单元将三角波使用作为载波， 在将上述三角波的振幅增加的区间作为第一区间、振幅减少的区间作为第二区间时，对于3相的PWM信号中的I相，比较三角波振幅和PWM指令之间的大小关系，使用于输出PWM信号的比较条件在上述第一及第二区间中为恒定， 对于另外2相，使上述第一区间中的比较条件相互不同，并且上述第二区间中的上述比较条件是使上述第一区间中的各相的比较条件反相， 对于上述另外2相，将所设定的各自的负载的2倍值与上述载波振幅的最大值进行比较， 上述另外2相中的一方为，在上述负载的2倍值小于上述最大值的情况下，将在上述第一及第二区间的某一个区间输出的PWM信号的负载设定为上述最大值，并且将在另一个区间输出的PWM信号的负载设定为上述负载的2倍值， 在上述负载的2倍值大于上述最大值的情况下,将在上述一个区间输出的PWM信号的负载设定为从上述最大值的2倍减去上述负载的2倍值的值，并且将在上述另一个区间输出的PWM信号的负载设定为上述最大值， 上述另外2相中的另一方为，在上述负载的2倍值小于上述最大值的情况下，将在上述第一及第二区间的某一个区间输出的PWM信号的负载设定为上述负载的2倍值，并且将在另一个区间输出的PWM信号的负载设定为上述最大值， 在上述负载的2倍值大于上述最大值的情况下，进行负载变换，以便将在上述一个区间输出的PWM信号的负载设定为上述最大值，并且将在上述另一个区间输出的PWM信号的负载设定为从上述最大值的2倍减去上述负载的2倍值的值。
5.根据权利要求广3中任一项所述的马达控制装置，其特征在于， 上述PWM信号生成单元，对于3相的PWM信号中的I相，将三角波使用作为载波， 对于另外I相，将振幅最大的相位与上述三角波的振幅最大或最小的相位一致的锯齿状波使用作为载波， 对于剩余的I相，将相对于上述锯齿状波成为反相的锯齿状波使用作为载波， 根据各载波振幅的最大值或最小值全部一致的相位，来设定上述各相的基准。
6.根据权利要求广3中任一项所述的马达控制装置，其特征在于， 上述PWM信号生成单元，对应于上述PWM信号的载波频率变高，而使上述3相的PWM信号脉冲的负载统一增加。
7.根据权利要求广3中任一项所述的马达控制装置，其特征在于， 上述PWM信号生成单元，对应于上述马达的转速上升，而使上述3相的PWM信号脉冲的负载统一减少。
8.根据权利要求7所述的马达控制装置，其特征在于， 将上述磁极位置推断单元作为第一磁极位置推断单元， 该马达控制装置具备 感应电压检测单元，检测在上述马达的绕组中产生的感应电压； 第二磁极位置推断单元，根据上述感应电压来推断上述马达的磁极位置；以及磁极位置合成单元，在上述马达的转速超过规定阈值之前，使用由上述第一磁极位置推断单元推断的第一磁极位置来进行上述马达的驱动控制，当上述马达的转速超过上述规定阈值时，使用以规定比率将上述第一磁极位置与由上述第二磁极位置推断单元推断的第二磁极位置合成而得到的第三磁极位置来进行上述马达的驱动控制，对应于超过了上述阈值之后的转速的上升，而使上述第二磁极位置的合成比率上升， 上述PWM信号生成单元为，当上述马达的转速超过上述规定阈值时，使上述3相的PWM信号脉冲的负载统一减少。
全文摘要
提供一种马达控制装置，以在PWM控制中的载波周期内能够可靠地检测2相的电流的高频成分的方式生成3相的PWM信号脉冲。根据实施方式，将电流检测元件与变换器电路的直流侧连接，产生与电流值对应的信号，PWM信号生成单元以跟踪马达的磁极位置的方式生成3相的PWM信号脉冲。在电流检测单元根据电流检测元件中产生的信号和PWM信号脉冲来检测马达的相电流时，PWM信号生成单元以电流检测单元能够在PWM信号的载波周期内的4个定时分别2次检测2相的电流的方式生成3相的PWM信号脉冲。并且，当电流微分单元对于2相的各自将2次检测的电流值之差输出为电流微分值时，磁极位置推断单元根据该电流微分值来推断马达的磁极位置。
文档编号H02P27/08GK103001578SQ20121034234
公开日2013年3月27日 申请日期2012年9月14日 优先权日2011年9月15日
发明者前川佐理 申请人:株式会社东芝