电源装置和图像形成装置的制作方法

本发明涉及电源装置和图像形成装置，更特别地，涉及DC/DC转换器。

背景技术：
近年来，鉴于各种电子装置对于节电装置的需求，也要求电子装置的电源更加节电。作为电子装置的电源的例子，使用用于通过以预先确定的频率驱动并接通和关断诸如场效应晶体管（FET）的开关元件来输出目标电压的开关模式电源（以下，称为开关电源）。在一些类型的开关电源中，在节电操作（也称为轻负载操作）中减少开关元件的开关操作的次数以提高效率。用于节电的规格年年变化，并且需要通过在正常操作以外的轻负载操作中节电以提高效率。轻负载操作中的开关电源的损失中的大部分是由开关操作导致的。因此，为了减少由开关操作导致的损失，采取措施以延长开关元件的接通时间以增加各开关操作的能量，同时延长非活动时间段以减少单位时间的开关次数。但是，长的非活动时间段导致低的开关频率。由开关频率的降低产生的声音会进入可听范围，并且可被人耳听到。由开关频率的降低产生的声音包含谐波，并因此是刺耳的。一种公知的用于减少来自变压器的这种嗡嗡声音（以下，称为振动噪声）的方法是，抑制变压器的磁场变化以减少振动噪声。常规上，为了抑制变压器的磁场变化，采用对于变压器使用具有大的截面面积的芯材的方法或缩短开关元件的接通时间以减少每次开关的变压器的电流的方法。已知的用于适当地产生变压器的驱动电流波形以减轻变压器的振动噪声的方法是，在开关电源装置中设置软启动（soft-start）电路并在开始激活时逐渐改变电容器两端间的电压的上升沿和下降沿处的占空比（dutycycle）。例如，如日本专利No.3665984公开的那样，通过将变压器的驱动电流波形设为逐渐变大或者逐渐变小，变压器的磁通量不容易改变，并由此可以减少振动噪声的产生。但是，对于变压器使用具有大的截面面积的芯材增加变压器的尺寸，这使得难以实现装置的小型化。缩短开关元件的接通时间的方法可减少接通时间并减少磁场的变化，以减轻变压器的振动噪声，但增加单位时间的开关次数，从而导致更大的开关损失。如果供给到二次侧的负载的能量小，那么使变压器的驱动电流波形逐渐变大或者逐渐变小的方法难以被应用于功耗的降低。这是由于，软启动电路难以在轻负载操作中使电流波形逐渐变大或逐渐变小。在常规的方法中，必须减少由一次开关供给的能量以执行更多的开关次数，或者必须在不改变由一次开关供给的能量的情况下将二次侧的电容器的电容增加几倍。前一种方法增加开关损失而使效率劣化，后一种方法增加成本。换句话说，为了减少开关次数以减轻开关电源中的开关损失，供给到变压器的每个脉冲的能量增加，由此产生大的声音，这是矛盾的。

技术实现要素：
鉴于上述的情况，本发明的目的是，提供能够在不增加变压器的尺寸并在不增加由开关导致的损失的情况下减少由轻负载操作中的变压器产生的振动噪声的开关电源。根据本发明的示例性实施例，本发明的目的是，提供一种电源装置，该电源装置包括：一次侧和二次侧相互绝缘的变压器；用于驱动所述变压器的一次侧的开关单元；用于为了从所述变压器的所述二次侧输出预先确定的电力而向所述开关单元输出脉冲信号以控制包含多次接通所述开关单元的时间段的开关操作的控制单元；和用于在多次接通所述开关单元的时间段中向所述控制单元连续地输出脉冲信号的输出控制单元；用于改变多次接通开关单元的接通时间之间的间隔的第一改变单元。本发明的另一目的是，提供一种图像形成装置，该图像形成装置包括：用于形成图像的图像形成单元；用于控制所述图像形成单元的操作的控制单元；和用于向所述控制单元供给电力的电源，其中，所述电源包括：一次侧和二次侧相互绝缘的变压器；用于驱动所述变压器的一次侧的开关单元；用于为了从所述变压器的所述二次侧输出预先确定的电力而向所述开关单元输出脉冲信号以控制包含多次接通所述开关单元的时间段的开关操作的控制单元；和用于在多次接通所述开关单元的时间段中向所述控制单元连续地输出脉冲信号的输出控制单元；用于改变多次接通开关单元的接通时间之间的间隔的第一改变单元。从参照附图对示例性实施例的以下描述，本发明的其它特征将变得清晰。附图说明图1示出根据本发明的第一实施例的电源电路的电路图。图2A示出用于控制根据第一实施例的电源电路中的强制关断时间的电路的电路图。图2B示出轻负载操作中的强制关断时间控制电路的操作波形图。图3是示出根据第一实施例的电路的反馈增益的频率响应特性的示图。图4A、图4B和图4C是示出根据第一实施例的对变压器驱动波形的频率分析的示图。图5A是输入到驱动根据第一实施例的变压器的开关元件的变压器驱动电压的波形。图5B是示出对响应图5A的波形由根据第一实施例的变压器产生的声音的声压水平的频率分析的示图。图5C是输入到驱动根据第一实施例的变压器的开关元件的变压器驱动电压的波形。图5D是示出对响应图5C的波形由根据第一实施例的变压器产生的声音的声压水平的频率分析的示图。图6A是示出变压器驱动波形的示图，用于描述根据第一实施例的振动噪声。图6B是示出对变压器驱动波形的频率分析的示图。图7A是示出对变压器的共振频率的频率分析的示图，用于描述根据第一实施例的振动噪声。图7B是示出对由变压器产生的声音的声压水平的频率分析的示图。图8A是根据本发明的第二实施例的电源电路的电路图。图8B是根据第二实施例的电源IC的内部框图。图9A、图9B和图9C是示出根据第二实施例的轻负载操作中的操作波形的示图。图10A是根据本发明的第三实施例的电源电路的电路图。图10B、图10C和图10D是示出轻负载操作中的操作波形的示图。图11是示出对根据第三实施例的对变压器驱动波形的频率分析的示图。图12是示出根据本发明的第四实施例的图像形成装置的配置的示图。具体实施方式以下，通过实施例描述本发明的具体配置。以下的实施例仅为例子，并且，本发明的技术范围不应当限于实施例。第一实施例（电源电路的配置）图1示出根据本发明的第一实施例的开关模式电源（以下，也称为开关电源）的电路图。在本实施例中例示的电路图是准共振开关电源。作为开关控制IC110的例子，本实施例描述常用的准共振IC。对于开关控制IC110进行描述。开关控制IC110的端子1是启动端子。开关控制IC110的端子2是电源端子。当来自开关控制IC110的端子2的电压低时，高电压开关被接通，使得经由设置在开关控制IC110外面的启动电阻器103向开关控制IC110供给电力，并且，开关控制IC110操作。当图1的开关元件108被接通和关断时，从变压器104的辅助绕组107供给电压，并且，端子2的电压增加并且变得稳定。开关元件108被设置在电源装置的一次侧，并且接通和关断向变压器104的电力供给。本实施例中的开关元件108使用FET。变压器104使一次侧和二次侧相互绝缘。端子2的增加的电压允许开关控制IC110仅通过从端子2供给的电力操作，而来自端子1的电压供给被中断。开关控制IC110的端子3是用于检测回扫电压的下限（降低）的端子。开关控制IC110响应输入到端子3的回扫电压达到下限的定时从端子7输出高电平信号，由此接通开关元件108。端子4是反馈端子，该反馈端子操作，使得开关元件108的栅极在端子4的电压比开关控制IC110的内部基准电压（脉冲停止电压）小的时间段中不能被接通。开关控制IC110的端子5和端子6分别是GND端子和电流检测端子。随着栅极电流增加，电流检测电阻器109的电压增加。当电流检测电阻器109的电压变得比端子4的反馈电压高时，电流操作以关断开关元件108。（开关控制IC的操作）下面，描述开关控制IC110的一般操作。当经由二极管桥101从AC线输入端100输入电力时，经由与端子1连接的启动电阻器103向开关控制IC110供给电压。因此，开关控制IC110从端子7输出高电平信号，以接通开关元件108。此时，在设置在变压器104的二次侧的电容器115中还没有产生电压，或者，只有低的电压保持于电容器115中。因此，光电耦合器111的光电二极管111a不发光，并且，光电耦合器111的光电晶体管111b也不被接通。因此，开关控制IC110的端子4的电压保持为高，并且，开关控制IC110继续从端子7输出高电平信号，并且，开关元件108继续被接通，直到开关元件108的漏极电流变得更大。开关控制IC110比较端子4的电压与端子6的电压，即，跨着电流检测电阻器109产生的电压。当端子6的电压变得比端子4的电压高时，开关控制IC110从端子7输出低电平信号，以关断开关元件108。当开关元件108被关断时，沿将电容器115充电的方向经由二极管114在变压器104的二次绕组106中产生电压，由此，二次侧的电容器115被充电。随着变压器104放出能量，该电流减小。当变压器104完成能量放出时，二次绕组106的电压变得比二次侧的电容器115的电压小，并且，二极管114变为非导通。然后，一次侧的开关元件108的漏极端子电压也减小，并且，漏极端子电压开始关于一次电解电容器102的电压自由振荡。与自由振荡电压类似的电压波形也出现于辅助绕组107中，并且，开关控制IC110的与辅助绕组107连接的端子3的电压降低。端子3设置有检测电压的下限的功能。当开关控制IC110检测端子3的下限时，开关控制IC110从端子7输出高电平信号，以接通开关元件108。以这种方式，脉冲波从开关控制IC110的端子7被输出以重复接通和关断开关元件108，并由此连续地输出驱动脉冲（以下，也称为脉冲），以驱动变压器104的一次绕组105。电容器113通过辅助绕组107的电压被充电。当电容器113的电压增加到高到足以用作开关控制IC110的电源的电压时，开关控制IC110停止从端子1的电力供给，并且仅通过端子2的电力操作。当在变压器104的二次侧产生的整流和平滑化的输出电压增加为接近预先确定的电压时，分路调节器117操作以开始向光电耦合器111的光电二极管111a的电流流动。然后，端子4的电压降低，并且，ON时间段中的开关元件108的最大电流值减小。因此，开关元件108的ON宽度（接通时间）变得更短，并且，对于各开关蓄积于变压器104中的能量减少，以抑制输出电压的增加。以这种方式，进行控制以输出预先确定的目标电压。附图标记112代表二极管，116代表电阻器，118和119代表电阻器，并且121和123代表电阻器。（强制关断时间控制电路）对于作为本实施例的特征的强制关断时间控制电路200（输出控制构件）进行描述。本实施例中的电源装置在轻负载操作中为了减少由开关操作导致的损失而执行用于减少单位时间的开关次数的间歇开关操作（间歇振荡操作）。间歇开关操作（以下，称为突发（burst）操作）具有开关操作活动的时间段和开关操作非活动的时间段。间歇开关操作中的循环被称为间歇开关循环（以下，称为突发循环）。本实施例具有对于开关元件108提供强制关断时间并且可在突发操作中切换开关元件108的关断时间的特征。图2A示出本实施例中的强制关断时间控制电路200的例子。端子222是控制端子，并与启用信号连接。启用信号在正常操作中变为低电平，并在轻负载操作中变为高阻抗。端子222因此可根据使用开关电源的装置的状态被切换。端子222可被配置为检测电源的负载电流，使得强制关断时间控制电路200可自动地在电流较小时操作。端子221与开关控制IC110的电源端子2连接。端子223与开关控制IC110的GND端子5连接。端子225是输入端子，并与开关控制IC110的端子7连接。端子220是输出端子，并与开关控制IC110的端子4连接。在正常的操作中，如上所述，控制端子222变为低电平，由此，晶体管212的集电极与低电平连接，并且，晶体管214被关断。因此，强制关断时间控制电路200不操作。如上所述，当启用信号在轻负载操作中通过控制端子222变为高阻抗时，强制关断时间控制电路200响应从开关元件108的栅极驱动信号输入到输入端子225的信号而操作。端子224是关断时间控制端子，并与光电耦合器124连接。端子224可通过包含于二次侧的负载电路120中的微计算机130接通和关断FET216（第一改变构件）。具体而言，微计算机130导致光电耦合器124的光电二极管124a发光以接通光电晶体管124b，以由此将FET216的栅极电压设为低电平并接通FET216。另外，微计算机130关断光电耦合器124的光电晶体管124a以关断光电晶体管124b，以由此将FET216的栅极电压设为高电平并关断FET216。附图标记202、204、207、208、209、213和217代表电阻器。（强制关断时间控制电路的操作波形）图2B示出强制关断时间控制电路200操作时即轻负载操作中的波形。横轴代表时间，纵轴代表电压。如上所述，控制端子222在轻负载操作中变为高阻抗。附图标记301代表开关元件108的栅极驱动电压的波形，302代表用作开关控制IC110中的基准电压的脉冲停止电压，303代表开关控制IC110的反馈端子（端子4）电压。附图标记304代表二次侧的电容器115的电压，305代表FET216的栅极电压，306代表晶体管212的基极端子电压。当反馈端子电压303超过脉冲停止电压302时，开关控制IC110从端子7输出高电平信号，并继续接通开关元件108，直到端子6的电流检测端子电压变得等于反馈端子电压。在该时间段中，电流通过二极管203被中断，由此，强制关断时间控制电路200的操作不改变。因此，晶体管212被接通，并且，晶体管214的输出变为高阻抗。当端子6的电流检测端子电压超过反馈端子电压时，开关控制IC110从端子7输出低电平信号，并且，栅极端子电压降低以关断开关元件108。然后，电流经由电容器201、二极管203和电容器205流动，并且，如图2B所示，晶体管212的基极端子电压306在开关元件108被关断的下降沿处变低。然后，晶体管212被关断，并且，晶体管211和214被接通。电流开始经由电阻器206流过电容器205，并且，晶体管212在时间段307中继续被关断，直到电容器205的电压变得比晶体管212的基极-发射极电压VBE高。在晶体管212被关断的时间段中，晶体管214继续被接通，由此开关控制IC110的端子4在该时间段中固定于低电平，并且变得比脉冲停止电压302低。因此，端子4停止振荡。当电容器205的电压随时间增加时，晶体管212被接通并且晶体管211和214被关断，由此开关控制IC110的端子4变得开放并且可振荡。因此，从开关元件108的栅极ON到下一栅极ON的关断时间309由电容器205和电阻器206的时间常数确定。波形301以时间的次序在第一波、第二波、第三波...处接通开关元件108。以下，在波形301中，包含由第一波与第二波之间的间隔（间隔309）和第三波与第四波之间的间隔（未示出）代表的短关断时间的循环被称为短循环（预先确定的循环），并且，包含由第二波与第三波之间的间隔（间隔310）代表的长关断时间的循环被称为长循环。本实施例中的从第一波到第三波的间隔与常规的一个突发循环对应。准确地说，在本实施例中，从第一波到第三波的间隔是长循环间隔。但是，作为替代方案，如后面描述的那样，由于从第一波到第二波的循环（例如，微秒级）明显比从第一波到第三波的循环（例如，毫秒级）短，因此，从第二波到第三波的间隔可被设为长循环。当开关元件108被关断时，二次侧的电容器115通过从变压器104放出的能量被充电，并且，电容器115的电压如波形304所示的那样增加。包含于二次侧的负载电路120中的微计算机130可检测波形304的增加，并且获知开关元件108被关断的定时。因此，如果微计算机130导致电流在从开关元件108被关断到开关元件108被再次接通的时间段中流过光电二极管124a，那么可以接通作为P沟道（Pch）晶体管的FET216。在这种情况下，具有短循环的关断时间309由电容器205与电阻器206和215的时间常数确定。注意，电阻器210具有大到足以不影响关断时间309的电阻值。端子221的电压由V1代表，晶体管212的基极-发射极电压由VBE代表，电容器205的电容由C代表，电阻器206的电阻值由R1代表，电阻器210的电阻值由R2代表，以及电阻器215的电阻值由R3代表。当FET216被关断时，从开关元件108被关断到开关元件108被接通的时间T1可由下式（1）表达。((R1+2R2)/(R1+R2)·V1-VBE)(1-exp(-T1/(C·R4)))＝V1...（1）这里，R4＝R1·R2/(R1+R2)现在，描述式（1）。在向端子225施加V1的时间段中，电容器205的左端子电压为V1并且其右端子电压为VBE。然后，当端子225的电压降低到GND电平时，电容器205的左端子电压变为GND并且其右端子电压变为“VBE-V1”。此时，晶体管212被关断，并且，晶体管211被接通。因此，电容器205的右端子电压即晶体管212的基极电压尝试基于由电阻器206、电阻器210和电容器205确定的时间常数“C·R1·R2/(R1+R2)”上升到电压值“(R2/(R1+R2))·V1”。但是，存在晶体管212，因此，电压上升到VBE并变得稳定。电容器205的右端子电压从VBE-V1上升到VBE所需要的时间T1由下式给出。((R2/(R1+R2))·V1-(VBE-V1))(1-exp(-T1/(C·R4)))＝V1这里，R4＝R1·R2/(R1+R2)上式被变换成式（1）。并且，在FET216被接通的情况下，从开关元件108被关断到开关元件108被接通的时间T2可由下式（2）表达。((R5+2R2)/(R5+R2)·V1-VBE)exp(-T2/(C·R6))＝V1...（2）其中，R5＝R1·R3/(R1+R3)，并且，R6＝R1·R2·R3/(R1·R2+R2·R3+R3·R1)。除了由R5＝R1·R3/(R1+R3)和R6＝R1·R2·R3/(R1·R2+R2·R3+R3·R1)确定的时间常数为“C·R6”并且上升电压为“(R2/(R5+R2))·V1”以外，式（2）与式（1）相同，并因此省略其描述。如式（1）和式（2）所示，时间T的值根据FET216的ON和OFF改变。在本实施例中，FET216的ON和OF可被切换，直到晶体管212的基极电压上升为达到VBE。在这种情况下，如图2B的时间段307和311所示，晶体管212的基极电压增加的波形306形成在FET216的OFF时间段中满足式（1）的左侧的上升波形和在FET216的ON时间段中满足式（2）的左侧的上升波形。具体而言，在间隔307中，晶体管212的增加基极电压的波形306变为在FET216的栅极电压305为低电平的间隔中即在FET216被接通的间隔中满足式（2）的左侧的上升波形。然后，在间隔307中，晶体管212的基极电压增加的波形306变为在FET216的栅极电压305为高电平的间隔中即在FET216被关断的间隔中满足式（1）的左侧的上升波形。类似地，此外，在间隔311中，晶体管212的基极电压增加的波形306变为在FET216被接通的间隔中满足式（2）的左侧的上升波形和在FET216被关断的间隔中满足式（1）的左侧的上升波形。如上所述，当满足式（2）的左侧时，上升变得比在满足式（1）的左侧时陡。间隔307和间隔311的不同在于，与间隔307相比，间隔311具有更长的时间段，在该时间段中，FET216的栅极电压305为低电平，即，FET216被接通。以这种方式，微计算机130通过关断时间控制端子224控制接通或关断FET216的时间段，由此，间隔311可被设为比间隔307短。在波形301的第二波与第三波之间的间隔310中，微计算机130控制关断时间控制端子224以将FET216的栅极电压305设为高电平并关断FET216。如间隔308所示，该间隔中的晶体管212的增加基极电压的波形306变为满足式（1）的左侧的上升波形。微计算机130监视二次侧的电容器115的电压值（波形304），以由此检测关断开关元件108的定时。因此，通过检测关断开关元件108的定时，微计算机130可控制直到晶体管212的基极电压达到VBE的时间段中的FET216的ON/OFF时间段。换句话说，微计算机130在从开关元件108被关断到开关元件108被下一次接通的时间段中控制FET216的接通和关断时间，使得短循环的关断时间309可被微调到间隔307或间隔311。在轻负载操作中，本实施例中的电路执行突发操作。变压器104被开关脉冲驱动，由此，当二次侧的电容器115的电压上升时，反馈端子电压303相应地降低。此时，当反馈端子电压303下降为低于开关控制IC110的脉冲停止电压302时，即使晶体管212的基极电压值（波形306）达到VBE，电路也不再输出开关脉冲。当存储于二次侧的电容器115中的能量被消耗以降低电容器115的电压时，电路操作，使得反馈端子电压303再次上升，并且，在反馈端子电压303超过开关控制IC110的脉冲停止电压302的定时再次开始脉冲输出。（反馈增益的频率响应特性）在本实施例中，通过调整开关脉冲的关断时间，电路操作，使得突发操作中的开关次数为2。图3示出本实施例的电路中的反馈增益的频率响应特性的例子。横轴代表频率（Hz），纵轴代表增益。在本实施例中，在突发操作中，开关脉冲的短循环的OFF宽度为约50μs。OFF宽度就频率而言为约20kHz，由此，如图3所示，增益为-40或更小。换句话说，即使二次侧的电压通过突发操作中的一次或两次开关上升，该时间段中的电压波动也不直接导致反馈电压的波动。因此，开关脉冲的第一波和第二波具有基本上相同的接通时间。反馈电压在经过了更长的时间段之后波动。如上所述，可通过电阻器206和215的电阻值与FET216的关断时间控制突发操作中的开关脉冲的关断时间。因此，在突发操作中，开关脉冲的第一波与第二波之间的间隔307中的晶体管212的基极电压上升时间可被控制为几十μs，并且，第二波与第三波之间的间隔308中的基极电压上升时间可被控制为几百μs。通过该控制，在突发操作中，输出脉冲，直到第二开关波，通过第二开关波，反馈电压不能响应二次侧的电压波动。另一方面，当开关控制IC110通过端子3检测到回扫电压的下限并且可输出第三波时，反馈电压充分地响应二次侧的电压波动。因此，反馈电压变得比脉冲停止电压低，并由此不在与第一波和第二波的短循环相同的循环处输出第三波。以这种方式，通过在突发操作中的开关脉冲的第二波的输出之后确保开关脉冲的足够长的关断时间（间隔310），可以将开关次数控制为2。在本实施例中描述的构件以外的另一用于将开关次数控制为2的构件为例如用于改变电流检测电阻器109以调整一次开关脉冲的接通时间的构件。换句话说，通过调整电流检测电阻器109，将开关次数控制为2，使得反馈端子的电压由于电力的不足不在突发操作中的第一波处变得等于或低于脉冲停止电压，并且反馈端子的电压在第二波处可靠地变得等于或低于脉冲停止电压。电流检测电阻器109的调整还改变电流的上限值。因此，可以使用另一方法，诸如形成非线性电流检测电路，使得可以改变脉冲停止电压。通过使用上述的构件，基于电流检测电阻器109确定开关脉冲的ON宽度，并且，基于电路中的电阻器206和215与电容器205的时间常数以及FET216的接通时间，确定短循环的关断时间309。在长循环的关断时间310中，可以产生根据负载变化改变的变压器驱动波形。在本实施例中，使用开关元件108的控制端子的电压作为信号源，并且，开关控制IC110的反馈端子4的电压被设为低电压，具体而言，被设为等于或低于包含于开关控制IC110中的脉冲停止电压的电压。因此，在本实施例中，对于规定的时间禁止开关。但是，该电路是例子，并且，可以使用可获得相同效果的另一构件。（对变压器驱动波形的频率分析）图4A～4C示出对通过使用本实施例中的电路产生的三种类型的变压器驱动电流波形的频率分析的结果。横轴代表频率（kHz），纵轴代表变压器驱动电流量（变压器驱动电流）。图4A是在变压器驱动电压脉冲的关断时间宽度和接通时间宽度分别被设为1ms和2μs时测量的驱动波形的频率分析图。图4B是在长循环侧的驱动电压脉冲的关断时间宽度被设为1ms、驱动电压脉冲的接通时间宽度被设为1μs并且短循环侧的驱动电压脉冲的关断时间宽度被设为30μs时测量的驱动电流波形的频率分析图。图4C是在长循环侧的驱动电压脉冲的关断时间宽度被设为1ms并且驱动电压脉冲的接通时间宽度被设为1μs时测量的驱动电流波形的频率分析图。并且，图4C是依次切换和输出具有25μs、30μs和50μs的关断时间宽度的短循环侧的驱动电压脉冲使得不依次输出具有相同的值的关断时间宽度的脉冲的驱动波形的频率分析图。关于图4A，获得离散频率峰值均匀分布于作为1kHz的变压器驱动脉冲频率的恒定倍数的频率的整个频带中的频率分析图。另一方面，在图4B中，获得具有信号强度在通过频率转换为短循环侧的30μs的关断时间宽度的2倍的循环获得的值即16.6kHz附近大大衰减的频率特性的频率分析图。以这种方式，在一个突发操作中输出的驱动脉冲的数量被设为2，并且，两个波之间的脉冲间隔被调整。因此，获得目标频率的信号强度衰减的驱动频率特性。这里使用的目标频率为例如变压器的振动噪声的频率。从图4C获得以下方面。即，获得具有信号强度在包含通过频率转换为短循环侧的25μs、30μs和50μs的关断时间宽度的2倍的循环获得的值即三个频率20kHz、16.6kHz和10kHz的宽频带中大大衰减的频率特性的频率分析图。以这种方式，短循环侧的关断时间宽度在从中心循环具有预先确定的宽度的同时改变。因此，与图4B的短循环侧的关断时间宽度不变的频率分析图相比，可以产生信号强度在宽的带宽中衰减的变压器驱动频率特性。换句话说，通过对于各突发操作（各间歇开关操作）改变短循环中的脉冲波的关断时间，可以获得在具有目标频率附近的宽度的同时信号强度衰减的驱动频率特性。这里使用的中心频率是与诸如变压器的振动噪声的频率的要被衰减的频率对应的循环。在图4C中，为了在要衰减的频率附近提供预先确定的宽度，改变短循环关断时间的宽度。例如，在使用上述的三个频率的情况下，中心循环是其平均值，即，约32μs。（由变压器驱动波形产生的声压水平）。下面，图5A～5D示出当开关电源操作时由驱动波形产生的声音的声压水平如何改变。图5A和图5C示出输入到驱动变压器104的开关元件108的变压器驱动电压的波形。横轴代表时间，纵轴代表驱动电压。图5B和图5D示出通过对在通过麦克风测量从变压器104产生的声音的声压水平（以下，称为变压器的声压水平）的结果执行频率分析获得的波形。横轴代表频率（kHz），纵轴代表变压器的声压水平（dB）。在图5A和图5B的驱动波形中，以1kHz单一地输出脉冲。在图5B和图5C的驱动波形中，长循环和短循环总共为1kHz。在图5B和图5C中，变压器104被驱动，使得单位时间的相同的能量被输入到变压器104。换句话说，在图5A和图5C中，变压器104在电源的二次侧的负载电压和电流相同的条件下被驱动。为了有利于比较，图5A和图5C中的开关元件108的关断时间具有相同的宽度。（常规例子）首先，对图5A和图5B进行描述。图5B示出如图5A所示的那样以1kHz通过各波驱动变压器104的情况下的变压器的声压水平的频率特性。通过使变压器104的共振频率特性和驱动波形的频率特性重合，获得图5B所示的变压器的声压水平的频率特性。驱动波形的频率特性由1kHz的基频的谐波构成。现在，描述图5A所示的开关频率为什么变为包含谐波的声音的原因。图6A示出开关频率为1kHz并且关断时间为5微秒（μs）的变压器驱动电流的波形图。横轴代表时间（秒（s）），纵轴代表变压器驱动电流（A）。当开关频率如上面描述的那样为几kHz或更小时，开关元件的非活动时间段变得更长，由此，如图6A所示，变压器驱动电流波形变为Δ函数波形。图6B示出通过对这种变压器驱动电流波形的频率分析获得的频率特性。横轴代表频率（Hz），纵轴代表变压器驱动电流（mA）。变压器驱动电流具有通过乘以作为基频的开关频率确定的频率的谐波分量，由此变压器驱动电流具有由谐波分量驱动的能量的电流波形。开关电源的变压器还执行开关操作，并以预先确定的共振频率被驱动。变压器的该机械共振频率依赖于变压器的芯部的形状，但具有约几kHz到十几kHz的共振频率的峰。图7A示出变压器的机械共振频率的例子。横轴代表频率（kHz），纵轴代表从变压器产生的声音的声压水平（dB）。图7B示出对由麦克风测量的声音的频率特性分析的结果，该声音是通过用图6A所示的变压器驱动电流波形驱动具有图7A所示的特性的变压器产生的。横轴代表频率（kHz），纵轴代表从变压器产生的声音的声压水平（dB）。如图7B所示，从变压器产生的声音的声压水平具有包含间歇开关频率的谐波作为基频使得包络线具有变压器的共振特性的特性。换句话说，当变压器的开关频率和机械共振频率重合以降低开关频率时，作为来自变压器的振动噪声，产生可听范围中的声音。如上所述，图5B所示的变压器的声压水平的频率特性具有对于每1kHz具有峰值的波形图。变压器的声压水平的频率特性的包络线与变压器的共振频率特性类似。（本实施例）下面，描述图5C和图5D。在图5C中，作为变压器驱动波形，产生具有两种类型的脉冲间隔（长循环和短循环）的脉冲串（pulsetrain）。并且，导致短循环脉冲间隔对于各输出在30μs±12.5%的范围中波动。图5D示出在使用图5C所示的脉冲串作为变压器驱动波形时测量的变压器的声压水平的频率特性。可以理解，图5B中的在14kHz～24kHz附近存在的每kHz的频率峰衰减并降低为暗噪声水平。以这种方式，长循环侧的循环被设为1ms（即，1kHz的频率），并且，短循环侧的脉冲间隔对于各输出改变，由此可以在不改变基频和谐波频率的情况下降低与短循环侧的脉冲间隔对应的宽频带范围中的声压水平。虽然本实施例描述了在一个突发操作中重复两个脉冲（两个波）的例子，但是，脉冲的数量不限于2个。即使在诸如4个波和6个波的偶数个波的情况下，也可通过如在本实施例中例示的那样对于各输出改变短循环脉冲间隔来降低声压水平。即，脉冲信号群之间的间隔的变化可降低声压水平。换句话说，如果接通开关单元的接通时间之间的间隔按多倍增加，那么它降低声压水平。这是由于偶数个脉冲波的产生具有通过反相位消除产生的振动噪声的效果。根据上述的本实施例，在开关电源中，可在不增加变压器的尺寸并在不增加由开关导致的损失的情况下减少从轻负载操作中的变压器产生的振动噪声。第二实施例本发明的第二实施例与第一实施例的不同在于，使用配有具有与强制关断时间控制电路200相同的效果的内部强制关断时间控制电路的开关控制IC900。（电源装置的电路图）图8A示出本实施例中的电路图。与参照图1描述的配置相同的配置由相同的附图标记示出，并且省略其描述。开关控制IC900和电阻器125以外的电路操作与在第一实施例中描述的电路操作相同，并由此也省略该操作的描述。首先，描述开关控制IC900的内部功能。图8B示出开关控制IC900的内部框图。开关控制IC900的端子1和端子2的操作与参照第一实施例中的图1描述的那些相同，并省略它们的描述。比较器907在电源电压降低时保护电路。比较器907比较从端子2输入的电压与内部产生的基准电压源908，以由此监视端子2的电源电压。基准电压源产生电路906供给开关控制IC900的操作所需要的基准电压。安全电路911监视电路的内部温度和输入到各端子的电压，并由此检测异常。比较器907、基准电压源产生电路906和安全电路911中的每一个向控制对于端子7的输出的AND电路909输出信号。在不适当地产生基准电压的情况下，或者在存在周围环境异常的情况下，AND电路909停止驱动器电路910的输出，以关断与端子7连接的开关元件108的栅极电压。端子3是用于检测回扫电压的下限（降低）的端子。电压降低检测电路901监视回扫电压，以检测电压振幅变得最低的定时。为了防止错误的操作，作为电压降低检测电路901的输出的定时产生信号经由单触发电路（one-shotcircuit）905被输出。从单触发电路905输出的信号经由AND电路915设定SR触发器电路912。端子4是用于执行反馈输入的反馈端子。端子5是GND端子。端子6是电流检测端子。在开关控制IC900中，比较器914比较端子4的输入电压与端子6的输入电压。当端子6的输入电压变高时，比较器914将SR触发器电路912复位。端子4还与比较器903连接，并且，比较器903比较端子4的输入电压与脉冲停止电压904。当端子4的输入电压变得更高时，比较器903输出高电平。比较器903的输出与单触发电路905的清零端子连接。当端子4的电压降低并且比较器903的输出变为低电平时，单触发电路905保持低电平的输出。SR触发器电路912的输出与AND电路909连接。基于AND电路909的输出，驱动器电路910接通和关断与端子7连接并驱动变压器104的一次绕组105的开关元件108。端子8是轻负载状态检测端子。当电源装置处于正常操作中时，即，当电源装置不处于轻负载操作中时，端子8被电阻器193上拉，由此，高电平信号被输入到AND电路926，并且，不管来自强制关断时间控制电路920的输出如何，AND电路926都继续输出高电平。另一方面，在轻负载操作中，端子8被接地到GND，并且，低电平信号被输入到AND电路926，由此，AND电路926的输出依赖于强制关断时间控制电路920的输出。换句话说，强制关断时间控制电路920的输出仅在轻负载状态中被传送到下游的SR触发器电路912。端子9是强制关断时间设定端子。端子9与设置在开关控制IC900外面的电阻器125连接。通过由电阻器924和电阻器125将开关控制IC900的电源电压分压确定的电压（以下，也称为关断时间设定电压）被输入到比较器925。（强制关断时间控制电路）下面，详细描述作为本实施例的特征的强制关断时间控制电路920（输出控制构件）。当从比较器914输出高电平信号时，关断时间计数电路921（第一改变构件）将存储于电路中的计数初始值设定于内部计数器，并且开始向上计数。当端子6的电压变得比端子4的电压高时，从比较器914输出高电平信号。在这种情况下，SR触发器电路912被复位，并且，从端子7输出低电平信号。因此，开关元件108变为OFF状态。关断时间计数电路921具有多个计数初始值。每当从比较器914输出高电平时，关断时间计数电路921选择多个计数初始值中的被设定于内部计数器的一个。关断时间计数电路921然后将内部计数器的计数值输出到PWM输出电路922。PWM输出电路922输出具有与输入计数值对应的占空比的PWM信号。换句话说，PWM输出电路922控制PWM信号，以在计数值小时具有小的占空比，并在计数值大时具有大的占空比。低通滤波器923将从PWM输出电路922输出的PWM信号平滑化，并且将平滑化的电压输出到比较器925。比较器925比较从低通滤波器923输入的电压值与通过由电阻器924和电阻器125将开关控制IC900的电源电压分压而确定的电压值（关断时间设定电压）。当低通滤波器923的电压较高时，比较器925输出高电平。当从比较器925输出高电平信号时，关断时间计数电路921的内部计数器停止其操作，同时，高电平信号从AND电路926被输出到AND电路915。换句话说，当开关元件108的栅极端子电压变为低电平时，强制关断时间控制电路920操作，使得端子7的电压在由电阻器125的电阻值确定的时间段中保持为低电平。（正常操作中的开关操作）在本实施例中，电路操作如下。在正常的操作中，如上所述，不向下游传送强制关断时间控制电路920的输出，由此，开关控制IC900与在第一实施例中描述的作为典型的准共振IC的开关控制IC110类似地操作。（轻负载操作中的开关操作）下面，描述轻负载操作中的操作。在轻负载操作中，当向端子4的电压降低并且变得等于或低于脉冲停止电压时，开关控制IC900停止开关操作。然后，当向端子4的电压变得比脉冲停止电压高时，开关控制IC900再次开始开关操作。结果，输出电压波纹（ripple）增加以在端子4中导致过冲或欠冲，并提供连续地长的突发循环（间歇振荡循环）。当向端子4的电压等于或高于脉冲停止电压时，检测回扫电压的降低，并且，单触发电路905操作。SR触发器电路912被设定，并且高电平信号从端子7被输出以接通开关元件108。然后，当栅极电流增加并且端子6的电压变得比端子4的电压高时，从比较器914输出高电平信号，以将SR触发器电路912复位。在这种情况下，关断时间计数电路921同时开始操作。在轻负载操作中，电流流过光电耦合器122的光电二极管122a，以接通光电晶体管122b。因此，输入到端子8的电压由于光电耦合器122而降低到低电平，由此，强制关断时间控制电路920的输出被传送到下游的SR触发器电路912。（轻负载操作中的变压器驱动波形）在图9A～9C中示出变压器驱动波形如何在上述的电路操作中改变。在图9A～9C中，横轴是时间，纵轴是电压。由1001代表的电压值是输入到端子4的反馈电压值。虚线1004代表脉冲停止电压。由1002代表的电压值是从低通滤波器923输出的电压值。虚线1005是关断时间设定电压。由1003代表的电压值是端子7的输出电压即开关元件108的栅极电压。当反馈电压1001比脉冲停止电压1004低时，电路不执行突发操作。当反馈电压1001等于或高于脉冲停止电压1004时，高电平信号从单触发电路905被输出到AND电路915，并且，AND电路915输出高电平以设定SR触发器电路912。然后，电路开始突发操作，并且，开关控制IC900从端子7输出一个脉冲波。在一个脉冲波的下降定时，即，在端子6的电压变得比端子4的电压高的定时，强制关断时间控制电路920将初始值设定于关断时间计数电路921的计数器，并且开始计数。在本实施例中，计数初始值在一个脉冲波的每个下降处改变，使得强制关断时间的变化可以在±12.5%内。低通滤波器923的输出电压1002根据计数器的计数值增加其输出。关断时间计数电路921的计数器继续计数，直到低通滤波器923的输出电压1002达到关断时间设定电压1005。在该时间段中，突发操作处于强制OFF状态，并且，不输出脉冲。换句话说，比较器925输出低电平信号并且AND电路926输出低电平信号，直到低通滤波器923的输出电压1002达到关断时间设定电压1005。因此，AND电路915不能设定SR触发器电路912，由此，开关控制IC900使端子7保持于低电平。当低通滤波器923的输出电压1002超过关断时间设定电压1005时，计数器停止其操作，并且，比较器925输出高电平信号，并且，AND电路926输出高电平信号。因此，AND电路915可根据来自单触发电路905的输入设定SR触发器电路912。以这种方式，当低通滤波器923的输出电压1002超过关断时间设定电压1005时，强制OFF状态被解除，并且，从开关控制IC900的端子7输出下一脉冲。该操作继续，直到反馈电压1001下降为低于脉冲停止电压1004。关断时间设定电压1005可根据电阻器125的电阻值改变。在本实施例中，例如，电阻器125的电阻值被设定，使得计数时间可更接近变压器104的共振频率的1/2。换句话说，如图9C的时间段1006和1007所示，短循环关断时间大致由关断时间设定电压1005确定，并且，短循环关断时间根据计数初始值的变化改变。特别地，图9B的低通滤波器923的输出电压1002的下降的深度根据通过关断时间计数电路921改变的计数器初始值改变。当低通滤波器923的输出电压1002的下降小时，直到达到关断时间设定电压1005的时间变得更短。当下降大时，直到达到关断时间设定电压1005的时间变得更长。以这种方式，通过改变关断时间计数电路921的计数初始值控制强制关断时间。与第一实施例类似，即使在本实施例中的配置中，也可在宽的频带范围中消除在可听范围中产生的变压器104的振动噪声。在本实施例中，电路常数被设定，使得波形输出在突发操作中具有两个波，但是，与第一实施例类似，电路常数可改变，使得突发波形输出具有偶数个波，诸如4个波。根据上述的本实施例，在开关电源中，可在不增加变压器的尺寸并在不增加由开关导致的损失的情况下减少从轻负载操作中的变压器产生的振动噪声。第三实施例本实施例的第三实施例与第一和第二实施例的不同在于，短循环脉冲停止时间和长循环脉冲停止时间在用于驱动开关电源的驱动脉冲中同时改变。在这种情况下，突发操作中的长循环间隔也可被视为开关控制IC900的开关操作非活动的间隔。（电源装置的电路图）图10A示出本实施例中的电路图。与参照第一实施例的图1和第二实施例的图8A描述的配置相同的配置由相同的附图标记表示，并且省略它们的描述。晶体管126与电阻器127和128以外的电路操作与在第二实施例中描述的电路操作相同，并也由此省略该操作的描述。图10B～10D是用于描述根据本实施例的电路中的晶体管126（第二改变构件）的操作的电压波形图。在图10B中，波形1201代表晶体管126的基极电压。在图10C中，波形1202代表开关控制IC900的反馈端子4的电压，并且，虚线1207代表脉冲停止电压。在图10D中，波形1203代表开关元件108的栅极电压。当包含于负载电路120中的微计算机130接通晶体管126时，电流流过光电耦合器111的光电二极管111a，以接通光电耦合器111的光电晶体管111b。然后，开关控制IC900的反馈端子4的电压降低。该电压充分地比脉冲停止电压1207低，由此，开关控制IC900不能接通开关元件108，并且振荡停止。这与图10C的间隔1204、1205和1206对应。当微计算机130关断晶体管126时，与电源电路的二次侧输出电压对应的电流流过光电耦合器111。此时，当开关控制IC900的反馈端子4的电压等于或高于脉冲停止电压1207时，再次开始脉冲输出。如果脉冲停止电压1207足够低，如图10D所示，脉冲在微计算机130接通晶体管126的时间段中停止，并且，脉冲在微计算机130关断晶体管126的时间段中振荡。换句话说，微计算机130可通过在控制关断时间的同时控制晶体管126的接通时间的长度来控制长循环脉冲停止时间，使得二次侧输出电压可落入必要和足够的范围内。另外，如图10C的间隔1204、1205和1206所示，微计算机130可通过改变晶体管126的各接通时间间隔来改变长循环脉冲停止时间。在控制短循环关断时间的间隔（包含图10D的两个连续脉冲波1203的间隔）中，微计算机130关断晶体管126以执行在第一和第二实施例中描述的控制。可基于事先存储于微计算机130的存储器（未示出）等中的定时，确定微计算机130接通晶体管126的定时。作为替代方案，可基于电容器115的电压（图2B的波形304）的上升的检测确定微计算机130接通晶体管126的定时。（本实施例中的频率与变压器驱动电流之间的关系）图11示出通过本实施例的配置获得的效果。图11是示出在本实施例中形成的变压器驱动脉冲的频率特性的示图。横轴表示频率（kHz），纵轴代表变压器驱动电流（mA）。通过除了改变短循环脉冲停止时间的控制以外添加如本实施例那样改变长循环脉冲停止时间的控制，与第一实施例的图4A～4C所示的变压器驱动波形的频率特性的频率峰抑制带相比，频率峰抑制带可被加宽。根据上述的本实施例，在开关电源中，可在不增加变压器的尺寸并在不增加由开关导致的损失的情况下减少从轻负载操作中的变压器产生的振动噪声。第四实施例在第一到第三实施例中描述的电源装置适于用作例如图像形成装置的低电压电源，即，用于向控制器（控制单元）或诸如马达的驱动单元供给电力的电源。现在描述应用根据第一到第三实施例的电源装置的图像形成装置的配置。（图像形成装置的配置）作为图像形成装置的例子，描述激光束打印机。图12示出作为电子照相打印机的例子的激光束打印机的示意性配置。激光束打印机1300包括上面要形成静电潜像的感光鼓1311（图像承载部件）、用于使感光鼓1311均匀充电的充电单元1317（充电构件）和用于用调色剂将感光鼓1311上的静电潜像显影的显影单元1312（显影构件）。在感光鼓1311上显影的调色剂图像通过转印单元1318（转印构件）被转印到从盒子1316供给的作为记录材料的片材（未示出）上。转印到片材上的调色剂图像通过定影单元1314被定影，并且被排出到托盘1315。感光鼓1311、充电单元1317、显影单元1312和转印单元1318与图像形成单元对应。激光束打印机1300还包括在第一到第三实施例中描述的电源装置（在图12中没有示出）。第一到第三实施例的电源装置适用的图像形成装置不限于在图12中例示的一个。例如，图像形成装置可包括多个图像形成单元。作为替代方案，图像形成装置可包括用于将在感光鼓1311上形成的调色剂图像转印到中间转印带上的一次转印单元和用于将在中间转印带上形成的调色剂图像转印到片材上的二次转印单元。激光束打印机1300包括用于控制图像形成单元的图像形成操作和片材传输操作的控制器（未示出）。在第一到第三实施例中描述的电源装置向例如控制器供给电力。第一到第三实施例中的电源装置还向用于旋转感光鼓1311或者驱动各种类型的用于传输片材的辊的诸如马达的驱动单元供给电力。换句话说，第一到第三实施例中的负载120与控制器或驱动单元对应。在图像形成装置处于用于实现节电的待机状态（例如，节电模式或待机模式）的情况下，本实施例中的图像形成装置可通过降低负载、诸如通过仅向控制器供给电力，减少功耗。换句话说，当本实施例中的图像形成装置在节电模式中操作时，在第一到第三实施例中描述的电源装置执行用于轻负载操作的突发操作。如第一到第三实施例描述的那样，在一个突发操作中在短循环中输出诸如两个波的偶数个脉冲波。因此，可以减少从变压器104产生的振动噪声。在这种情况下，如第一和第二实施例描述的那样，具有对于各突发循环不同的短循环的脉冲波可依次被输出，而以与要被衰减的频率对应的循环作为中心循环改变两个短循环脉冲波之间的关断时间。作为替代方案，如在第三实施例中的电源装置中描述的那样，可以改变一个突发操作中的输出诸如两个波的偶数个短循环波之后的长循环关断时间。根据上述的本实施例，在图像形成装置的开关电源中，可以在不增加变压器的尺寸并在不增加由开关导致的损失的情况下减少从轻负载操作中的变压器产生的振动噪声虽然已参照示例性实施例描述了本发明，但应理解，本发明不限于公开的示例性实施例。所附权利要求的范围应被赋予最宽泛的解释以包含所有这样的变更方式以及等同的结构和功能。