直接型交流电力变换装置的制作方法

本发明涉及直接型交流电力变换装置，尤其涉及具备整流电路、逆变器以及升压斩波器的结构。

背景技术：

在专利文献1、2、非专利文献1中介绍了直接型交流电力变换装置。在这些直接型交流电力变换装置中采用升压斩波器，该升压斩波器从整流电路中接受电力，将电力提供给逆变器，由此来降低瞬时电力的脉动。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2011-193678号公报

专利文献2：日本特开2012-135184号公报

专利文献3：日本特开2014-82926号公报

非专利文献

非专利文献1：大沼，伊东，“附加了充电电路的带主动缓冲的单相三相电力变换器的实机验证”平成22年电气学会产业应用部门大会1-124，I-587～590页

技术实现要素：

发明所要解决的课题

但是在专利文献1、2或非专利文献1所介绍的技术中，从整流电路向电容充电的期间与从电容向逆变器放电的期间分别按照输入交流电压的周期的1/4来交替地设定。因此，输出电压的大小停留在输入交流电压的波高值的1/√2倍。

另外，即使在专利文献3所记载的技术中，鉴于逆变器的动作，进行对电容的不需要的充放电，存在对升压斩波器要求的电力容量变大的倾向。

因此，本发明的目的是提供一种使来自直接型交流电力变换装置的输出电压比现有的高且降低对升压斩波器要求的电力容量的技术。

解决问题的手段

本发明的直接型交流电力变换装置具备直流链路(7)、第1整流电路(5、51)、升压斩波器(3)和开关(41)。

上述直流链路具有第1电源线(L1)和施加了比所述第1电源线的电位低的电位的第2电源线(L2)。

所述第1整流电路具有输入交流电压的多个输入端和分别与所述直流链路连接的一对输出端(51c、51d)。

所述逆变器将施加于所述直流链路的电压变换为其它多相交流电压。

所述升压斩波器在输出级具有电容(34)。

所述开关进行从所述电容向所述直流链路的放电或不放电。

并且，在本发明的直接型交流电力变换装置的第1方式中，在所述升压斩波器中所述电容的充电至少在第1期间中进行，所述第1期间是放电占空比(dc)大于0的期间的一部分。

所述放电占空比是所述开关导通的时间比率。

利用所述放电占空比与所述电容的两端电压(Vc)的积(dc·Vc)和整流占空比(dr)与所述交流电压的整流电压(Vrec)的积(dr·Vrec)之和表示的虚拟直流链路电压(Vdc)大于等于第1值(V1)且小于等于第2值(V2)。

所述整流占空比取如下值：从1中减去所述放电占空比与零电压占空比(dz)之和而得的值。

所述零电压占空比是与所述逆变器(6)所输出的电压的大小无关地所述逆变器(6)采用零电压矢量的时间比率。

所述第1值是所述多相交流电压的各线间电压的绝对值的最大值(max(|Vuv|、|Vvw|、|Vwu|))。

所述第2值是所述绝对值能取的最大值。

本发明的直接型交流电力变换装置的第2方式是该第1方式，其中，在所述第1期间与所述放电占空比为0的期间的一部分或全部中，进行所述升压斩波器中的所述电容的充电。

本发明的直接型交流电力变换装置的第3方式是该第1方式以及第2方式的任意一个，在所述第1期间中，利用充电电力(Pci)以及放电电力(Pco)进行所述电容(34)的充放电，所述第1期间具有所述充电电力大于所述放电电力的期间和所述放电电力大于所述充电电力的期间。

本发明的直接型交流电力变换装置的第4方式是该第1方式至第3方式的任意一个，存在所述虚拟直流链路电压(Vdc)取所述第1值(V1)的期间。

本发明的直接型交流电力变换装置的第5方式是该第1方式至第4方式的任意一个，其中，根据流向所述升压斩波器(3)的电流(ib)与从所述第1整流电路流向所述逆变器(6)的电流(idirect)之和即整流电流(irec)的指令值(irec*)、所述虚拟直流链路电压(Vdc)的指令值(Vdc*)、所述电容的两端电压(Vc)、所述整流电压(Vrec)以及输入所述逆变器(6)的电流(idc)，来设定使所述零电压占空比(dz)为最小的所述放电占空比。

本发明的直接型交流电力变换装置的第6方式是该第5方式，其中，当所述虚拟直流链路电压(Vdc)大于所述整流电压(Vrec)、所述整流电流(irec)的所述指令值(irec*)是预定值(dr＿max)与输入所述逆变器(6)的电流(idc)的积以上时，所述整流占空比(dr)取所述预定值，所述放电占空比(dc)取从1中减去所述预定值而得的值。

所述预定值是将从虚拟直流链路电压(Vdc)的所述指令值(Vdc*)中减去所述电容的所述两端电压(Vc)后的值除以从所述整流电压(Vrec)中减去所述两端电压(Vc)后的值所得的值((Vdc*-Vc)/(Vrec-Vc))。

本发明的直接型交流电力变换装置的第7方式是该第1方式至第6方式的任意一个，还具备向所述升压斩波器(3)输入所述整流电压(Vrec)的第2整流电路(52)。

本发明的直接型交流电力变换装置的第8方式是该第1方式至第6方式的任意一个，所述第1整流电路的所述一对输出端与所述升压斩波器的输入侧连接。

本发明的直接型交流电力变换装置的第9的方式是该第1方式或第3方式至第8方式的任意一个，其中，所述放电占空比(dc)始终为正。

本发明的直接型交流电力变换装置的第10方式是该第1方式至第9方式的任意一个，其中，还具备二极管，该二极管与所述开关(41)并联，且以从所述直流链路(7)对所述电容(34)进行充电的方向为顺向。

发明效果

至少在放电占空比大于0的期间的一部分中，通过在升压斩波器中进行电容的充电，逆变器可输出的电压的最大值在控制逆变器的开关的周期的平均值能够超过交流电压的波高值的1/√2倍。

因为能够选定较小的放电占空比，所以与现有的技术相比能够降低升压斩波器具有的电感中流动的电流的平均值或者有效值。

本发明的目的、特征、形势以及优点通过以下的详细说明和附图而更加清楚。

附图说明

图1是例示该实施方式的直接型交流电力变换装置的结构的电路图。

图2是例示该实施方式的直接型交流电力变换装置的其它结构的电路图。

图3是该实施方式的直接型交流电力变换装置的等效电路的电路图。

图4是例示该实施方式的直接型交流电力变换装置中的控制部的结构的框图。

图5是汇总了求出整流占空比、零电压占空比、放电占空比以及电流指令值的工序的流程图。

图6是示出实施例1的各构成要素的波形的曲线图。

图7是示出实施例1的各构成要素的波形的曲线图。

图8是示出实施例2的各构成要素的波形的曲线图。

图9是示出实施例2的各构成要素的波形的曲线图。

图10是示出虚拟直流链路电压(link voltage)的指令值与逆变器的指令值之间的关系的曲线图。

图11是示出虚拟直流链路电压的指令值与逆变器的指令值之间的关系的曲线图。

图12是示出实施例3的各构成要素的波形的曲线图。

图13是示出实施例3的各构成要素的波形的曲线图。

图14是示出在实施例2、实施例3的电感中流动的电流的波形的曲线图。

图15是示出在实施例2、实施例3的电容中流动的电流的波形的曲线图。

图16是示出实施例2的逆变器的动作的曲线图。

图17是示出实施例3的逆变器的动作的曲线图。

具体实施方式

图1是例示该实施方式的直接型交流电力变换装置的结构的电路图。

该直接型交流电力变换装置具备直流链路(DC link)7、整流电路51、52、升压斩波器3、开关41和逆变器6。

直流链路7具有电源线L1、L2。对电源线L2施加与电源线L1的电位相比低的电位。

整流电路51具有输入交流电压Vin的输入端51a、51b和分别与电源线L1、L2连接的一对输出端51c、51d。整流电路51是全波整流型，这里例示了由二极管桥形成的情况。

此外，在图1中例示了从单相交流电源经由滤波电路2向整流电路51供给交流电压Vin的状况。其中，滤波电路2是为了截去高频噪声的目的而设置，所以其截止频率高于交流电压Vin的频率。以后所说明的各个部分的动作因为几乎不影响滤波电路2的功能，所以后面忽略滤波电路2的动作来进行说明。

开关41的动作或升压斩波器3以及逆变器6的开关动作由控制部9来控制。控制部9也可以理解为设置于该直接型交流电力变换装置内。

逆变器6将施加于直流链路7的电压变换为其它的多相交流电压。这里，逆变器6示出对作为感应性负载的永久磁铁型同步电动机PMSM输出三相交流电压的结构。逆变器6是在瞬时空间矢量控制之下进行动作的电压形逆变器，可采用公知的构造。逆变器6将三相的电流Iinv输出至永久磁铁型同步电动机PMSM。

升压斩波器3在其输出级具有电容34。更具体地说，升压斩波器3被施加交流电压Vin的整流电压Vrec。该整流电压由全波整流型的整流电路52来生成。这里，例示了由二极管桥形成整流电路52的情况。

升压斩波器3除了电容34之外，还具有电感32、开关31和二极管33。整流电压Vrec施加在电感32的一端与开关31的一端之间。电感32的另一端与开关31的另一端以及二极管33的阳极相互连接。电容34连接在二极管33的阴极与开关31的一端之间。开关31采用例如绝缘栅极型双极晶体管。

这样的结构作为升压斩波器是周知的，省略其详细的动作说明。

但在此记录了以下的情况：开关31根据控制信号Sb的激活/不激活分别导通/不导通；以及通过流向电感32的电流ib的指令值ib*(后面进行详细叙述)和对电容34施加的电容电压(电容34的两端电压)Vc以及整流电压Vrec，决定开关31导通的时间比率即升压占空比db。

开关41根据控制信号Sc的激活/不激活分别进行从电容34向直流链路7的放电/不放电。更具体地说，开关41在电源线L1、L2之间与电容34串联连接。

通常，根据升压斩波器3的动作，电容的两端电压(以下称为“电容电压”)Vc高于整流电压Vrec。由此，开关41具有控制是否从升压斩波器3(更具体地说是从电容34)向电源线L1流动电流的开关元件。该开关元件采用例如绝缘栅极型双极晶体管。

另外，还期望具有如下二极管：使从直流链路7向升压斩波器3(更具体地说是从电源线L1向电容34)的方向成为顺向，以利用来自逆变器6的再生电流对电容34进行充电。

控制部9输入交流电压Vin(更正确地是表示该波形的信号：以下同样)、逆变器6输出的电流Iinv、电容电压Vc，输出控制信号Sb、Sc、Sg。控制信号Sg是控制逆变器6的开关的信号，因为这里例示了逆变器6输出三相电压的情况，所以由6(＝3×2)个信号组构成。

图2是例示该实施方式的直接型交流电力变换装置的其它结构的电路图。与图1所示的结构相比，整流电路51兼作整流电路52。即，整流电路5的一对输出端51c、51d与升压斩波器3的输入侧连接。在此情况下，与图1所示的结构不同，未必对升压斩波器3施加整流电压Vrec。这是因为，电感32的另一端经由电源线L1与开关41连接，根据开关41的动作状况对电容电压Vc施加升压斩波器3。

但是，因为图1以及图2也可通过下面示出的等效电路同等地进行处理，所以以下说明的控制方法是共同的。首先，说明等效电路。

图3是图1以及图2所示的直接型交流电力变换装置的等效电路的电路图。由于将整流电压Vrec表现为电压源，从而利用开关Grec表示整流电路51是否导通。另外，分别利用开关Gb、Gc表示开关31、41。但这里不考虑来自逆变器6的再生电流，不考虑开关41具有的二极管。

逆变器6以及其负载表现为流动着流入逆变器6的直流电流idc的电流源。这里，在开关Gz导通的状态下，逆变器6以所谓的零电压矢量进行动作。在逆变器6以零电压矢量进行动作的情况下，逆变器6使感应性负载与电源线L1、L2的任意一个短路，因此不接受来自直流链路7的电流。

另一方面，当逆变器6从直流链路7接受电流时，允许逆变器6在零电压矢量以外进行动作。由此，当开关Gz不导通时，进行零电压矢量以外的逆变器6的动作。

当对直流链路7施加高于整流电压Vrec的电容电压Vc时，从整流电路51至直流链路7不流动电流。即，在开关Gc导通时，开关Grec不导通。

如上述专利文献1、2所示，当设开关Grec、Gc、Gz导通的时间比率分别为整流占空比dr、放电占空比dc、零电压占空比dz时，这三者之和为1。即，下式(1)成立。其中，这些时间比率是周期比交流电压Vin的周期短的时间比率，是关于近似地控制成交流电压Vin一定的载波周期的时间比率。

dr+dc+dz＝1…(1)

零电压占空比dz是与逆变器6输出的电压的大小无关而与其采用零电压矢量的期间对应的时间比率。另外，放电占空比dc是开关41导通的时间比率。

整流占空比dr是整流电路51导通的时间比率，根据公式(1)可知，取从1中减去放电占空比dc与零电压占空比dz之和而得的值。

对直流链路7施加的直流电压在开关41导通时采用电容电压Vc，在开关41不导通时采用整流电压Vrec。因此，利用下公式(2)确定虚拟的电压(在本申请中称为“虚拟直流链路电压”)Vdc。

Vdc＝dr·Vrec+dc·Vc…(2)

即，虚拟直流链路电压Vdc利用放电占空比dc与电容电压Vc之积(dc·Vc)和整流占空比dr与整流电压Vrec之积(dr·Vrec)的和来表示。这也可以掌握为逆变器6可输出的电压的最大值的关于控制开关41或逆变器6的开关的周期的平均。在图3中，虚拟直流链路电压Vdc示出为在表示逆变器6以及其负载的电流源idc(其流动直流电流idc)的两端产生的电压。

虚拟直流链路电压Vdc如上所述是逆变器6可输出的电压的最大值的平均值，所以有时逆变器6所输出的电压低于虚拟直流链路电压Vdc。并且在此情况下，即使开关41导通，逆变器6也采用零电压矢量。这如上所述对应于如下情况：零电压占空比dz是与逆变器6输出的电压的大小无关而与其采用零电压矢量的期间对应的时间比率，不是与逆变器6采用零电压矢量的全部期间对应的时间比率。

在这样的等效电路中，从表示整流电压Vrec的电压源流出的电流(在本申请中称为“整流电流”)irec在实际的结构中可以掌握为(升压斩波器3具有的)电感32中流动的电流ib与从整流电路51流向逆变器6的电流idirect之和。

其中，在图1所示的结构中，不直接示出整流电流irec。在图1中，电流idirect是从整流电路51流向直流链路7的电流，电流ib是从整流电路52流向升压斩波器3的电流。

另一方面，在图2所示的结构中，从输出端51c输出整流电流irec，其中，流向电感32的部分为电流ib。

因为开关Grec表示整流电路51的导通/不导通，所以成为其导通的时间比率的整流占空比dr表示为电流idirect除以直流电流idc所得的值。由此，下式(3)成立。

irec＝dr·idc+ib…(3)

另外，在上述专利文献1、2以及非专利文献1中，从由电容34向直流链路7授予电力的期间(授予期间)中排除流动电流ib的期间。而且，按照交流电压Vin的周期的1/4交替地设定该授予期间与电容34从直流链路7接受电力的期间(接受期间)。因此，不存在虚拟直流链路电压Vdc超过该交流电压的波高值的1/√2倍的情况。

但是，即使是授予期间，电容34也并非始终放电，而是以放电占空比dc导通。由此即使是授予期间，也存在可对电容34进行充电的期间。另一方面，授予期间所需的是虚拟直流链路电压Vdc大于整流电压Vrec的期间。如果虚拟直流链路电压Vdc小于整流电压Vrec，则根据公式(2)可知，即使dc＝0，作为dz＞0也仅由整流电压Vrec和整流占空比dr以及零电压占空比dz来决定虚拟直流链路电压Vdc。

换言之，至少在虚拟直流链路电压Vdc大于整流电压Vrec的期间(在该期间中成为dc＞0：理由在后面进行叙述)的一部分中，升压斩波器3进行电容34的充电，由此来补充电容34的电力。从而，虚拟直流链路电压Vdc能够超过交流电压Vin的波高值的1/√2倍。当然在作为dc＝0的期间的一部分或全部中也可以进行电容34的充电。

或者即使在虚拟直流链路电压Vdc不超过交流电压Vin的波高值的1/√2倍的情况下，也可以将对电容34充电的期间选定为比现有的技术长，所以与现有技术相比能够降低流向电感32的电流ib的平均值或有效值。

以下，更详细地进行说明。此外，为了降低升压斩波器3中的损失或对电感32要求的额定电流，期望减小放电占空比dc。

首先，考察整流电流irec大于电流idirect的情况。这是鉴于公式(3)而在升压斩波器3中流动电流ib存在余裕的情况，整流占空比dr的大小不受来自整流电流irec的限制。在此情况下，还将使虚拟直流链路电压Vdc成为整流电压Vrec以下的情况作为第1情况进行考察。在第1情况下，如上所述实现为dc＝0、dz＞0。具体地说，通过在公式(1)、(2)中设dc＝0，第1情况中的整流占空比dr、零电压占空比dz由下式(4)决定。此时，电容34不经由开关41进行放电的情况。

dr＝Vdc/Vrec，dz＝1-Vdc/Vrec…(4)

换言之，可知的是，在设定了虚拟直流链路电压Vdc的指令值Vdc*时，只要将整流占空比dr设定为指令值Vdc*与整流电压Vrec之比(Vdc*/Vrec)，并且将从1中减去该比而得的值设定为零电压占空比dz，使得在第1情况中将放电占空比dc设为零而使虚拟直流链路电压Vdc随动于指令值Vdc*即可。

另外，此时可知，零电压占空比dz也最小。其原因是，为了使得即使放电占空比dc增大也使虚拟直流链路电压Vdc与指令值Vdc*一致，根据公式(2)，必须增大零电压占空比dz。

换言之，在第1情况中，将整流占空比dr设定为比(Vdc*/Vrec)的情况可掌握为：设定用于使零电压占空比dz最小的放电占空比dc，并使该值成为0。

并且，当在第1情况中进行上述控制时，电容34不进行放电。

接着，将整流电流irec大于电流idirect且虚拟直流链路电压Vdc大于整流电压Vrec的情况作为第2情况进行考察。在此情况下，根据公式(2)可知必须从电容34向直流链路7进行放电。即，放电占空比dc为正。当然，根据公式(2)可知，虚拟直流链路电压Vdc必须是电容电压Vc以下。

这里，为了降低损失或额定电流而减小放电占空比dc，需要减小无助于虚拟直流链路电压Vdc的上升的零电压占空比dz。第2情况与第1情况同样，整流占空比dr的大小不受来自整流电流irec的限制，所以可利用整流电流irec来供给直流电流idc。由此零电压占空比dz可减小到零。

根据此情况和公式(1)，公式(2)也变形为下式(5)。

Vdc＝dr·Vrec+(1-dr)·Vc

∴dr＝(Vdc-Vc)/(Vrec-Vc)…(5)

换言之，在第2情况中为了使虚拟直流链路电压Vdc随动于指令值Vdc*，而将整流占空比dr设定为比(Vdc*-Vc)/(Vrec-Vc)，作为放电占空比dc可知，只要设定为从1中减去该比而得的值即可。

并且，在第2情况中，如上述这样地设定整流占空比dr的情况也可以掌握为：设定用于使零电压占空比dz最小的放电占空比dc，将该值设定为(1-dr)。这是因为，在此情况下也是零电压占空比dz减小到零。

这样，上述的各占空比的控制可掌握为：根据两个观点来设定用于使零电压占空比dz最小的放电占空比dc。第1观点是，整流电流irec是否大于电流idirect，换言之是否设定整流电流irec的指令值irec*大于电流idirect。第2观点是，虚拟直流链路电压Vdc是否大于整流电压Vrec，换言之指令值Vdc*是否大于整流电压Vrec。

在图1所示的电路中，具有从整流电路52流动电流ib的余裕，在图2所示的电路中，具有从整流电路51流动电流ib的余裕。由此，如果估计直流电流idc，则取该估计值idc＾，由此考虑公式(3)，利用下式(6)来设定电流ib的指令值ib*。

ib*＝irec*-dr_max·idc＾…(6)

这里，dr＿max在第1情况中是利用公式(4)表示的整流占空比dr，在第2情况中是利用公式(5)表示的整流占空比dr。

尤其如第2情况那样，当虚拟直流链路电压Vdc大于整流电压Vrec时，成为从电容34向直流链路7利用放电占空比dc进行放电的授予期间。并且在此授予期间中不仅放电，还根据公式(6)所示的指令值ib*流动电流ib，也进行电容34的充电。

因此，在本申请中，将相当于第2情况的期间称为“充放电区间”。与此相对，在相当于第1情况的期间不进行电容34的放电而仅进行充电，因而在本申请中称为“充电区间”。

此外，关于采用流向升压斩波器3的电流ib使开关Gb(开关31)进行怎样的开关动作来将电容34充电到电容电压Vc，可采用周知的方法。该方法可以是所谓的电流不连续模式，可以是临界模式，或者可以是电流连续模式。

接着，作为第3情况，考察整流电流irec是电流idirect以下的情况。这鉴于公式(3)是有可能没有流动电流ib的余裕的情况。或者鉴于公式(6)是ib*＜0的情况，即是下式(7)成立的情况。

irec*＜dr_max·idc＾…(7)

但是实际上没有电流ib取负值的情况，所以根据公式(7)的条件，采用取小于dr＿max的值的整流占空比dr，由此在irec≥0、dr≥0、idc＞0、ib≥0的条件下使公式(3)成立。

为了始终满足ib≥0，而将电流ib的指令值ib*设定为0。即，在公式(7)成立的期间，电容34不充电，利用下面确定的放电占空比dc使电容34进行放电。由此，在本申请中，将公式(7)成立的期间称为“放电区间”。

考虑公式(7)，利用指令值irec*和估计值idc＾，通过下式(8)来确定整流占空比dr。

dr＝irec*/idc＾…(8)

即，为了使虚拟直流链路电压Vdc随动于指令值Vdc*，将整流占空比dr设定为指令值irec*与估计值idc＾之比(irec*/idc＾)。

另外，为了使虚拟直流链路电压Vdc随动于指令值Vdc*，考虑到公式(2)，下式(9)必须成立。

Vdc*＝dr·Vrec+dc·Vc…(9)

其中，将整流占空比dr设定为利用公式(8)设定的值，电容电压Vc实质性地被固定。由此，为了使公式(9)的右边与所给予的指令值Vdc*相等，可选定的参数是零电压占空比dz和放电占空比dc。

根据公式(9)立即通过下式(10)来确定放电占空比dc。

dc＝(Vdc*-dr·Vrec)/Vc…(10)

此外，在公式(7)成立的期间(“放电区间”)，电容电压Vc严格地进行降低。这是因为如上所述将指令值ib*设定为0。但是，通过适当地设定指令值irec*，能够将放电区间缩短到可忽视电容电压Vc的降低的程度。

在上述的专利文献1、2以及非专利文献1中，因为使整流电流irec成为全波整流的波形，所以没有想到这样的指令值irec*的选定。但是在该实施方式中，因为整流电流irec不限定于全波整流的波形，所以可缩短放电区间，在公式(10)中使电容电压Vc恒定来设定放电占空比dc。

另外，因为存在公式(1)的束缚条件，所以利用下式(11)求出零电压占空比dz。

dz＝1-dr-dc…(11)

这样在放电区间中只要获得指令值irec*和估计值idc＾，就能利用公式(8)来决定整流占空比dr，进而分别利用公式(10)、(11)唯一地决定放电占空比dc、零电压占空比dz。

即，为了使零电压占空比dz能取得利用公式(11)决定的值以上，可掌握为设定成其最小值。即，可掌握为，放电区间也与充电区间、充放电区间同样地设定用于使零电压占空比dz最小的放电占空比dc。

只要确定以上这样决定的整流占空比dr、零电压占空比dz、放电占空比dc以及指令值ib*，就能够采用周知的技术来生成控制信号Sb、Sc、Sg。

图4是例示控制部9的结构的框图。控制部9大致区分为电流指令生成部91、直流电流估计器92、占空比分配器93、脉冲宽度调制信号生成器94、斩波器信号生成器95。

电流指令生成部91生成整流电流irec的指令值irec*。在图4中如后所述，例示了指令值irec*取正弦波形的绝对值的结构，但不限制为指令值irec*必须呈这样的波形。

直流电流估计器92求出直流电流idc的估计值idc＾。如从图3的等效电路中理解的那样，在实际的电路内不存在能够实际测量直流电流idc的地方。由此在公式(6)(8)所示的运算中，采用估计值idc＾。

可利用直流电流idc和虚拟直流链路电压Vdc在等效电路中求出逆变器6所输出的电力。另一方面，在实际的电路中，逆变器6所输出的电力根据逆变器6输出的三相的电流Iinv和三相的电压Vinv来求出。由此理论上，估计值idc＾可根据虚拟直流链路电压Vdc、电流Iinv、电压Vinv来求出。

其中，关于逆变器6所输出的电压Vinv，通过脉冲宽度调制信号生成器94按照随动于该指令值Vinv*的方式进行控制。另外，虚拟直流链路电压Vdc自身虽然无法进行测定，但可通过占空比分配器93按照随动于该指令值Vdc*的方式进行控制。另一方面，可根据逆变器6与永久磁铁型同步电动机PMSM之间的接线来测定电流Iinv。由此，在本实施方式中，根据指令值Vdc*、Vinv*以及电流Iinv，求出估计值idc＾。当然，可利用其它方法来求出估计值idc＾。

占空比分配器93根据指令值Vdc*、irec*、电容电压Vc、整流电压Vrec、估计值idc＾，利用关于上述第1至第3情况说明的方法，决定整流占空比dr、零电压占空比dz、放电占空比dc以及指令值ib*。这里表现为“占空比‘分配’器”是因为，如公式(2)所示，利用整流占空比dr、零电压占空比dz、放电占空比dc来分配值1。

脉冲宽度调制信号生成器94根据整流占空比dr、零电压占空比dz、放电占空比dc和指令值Vinv*、Vdc*，来生成控制信号Sc、Sg。例如可对这些占空比和指令值Vinv*的各相量进行运算而生成信号波，并通过信号波与三角波载波的比较，生成控制信号Sc、Sg。该方法是公知的，例如在专利文献1、2中进行说明，因此这里省略详细的说明。

斩波器信号生成器95具有升压斩波器占空比运算器951和脉冲宽度调制信号生成器952。升压斩波器占空比运算器951根据指令值ib*、电容电压Vc、整流电压Vrec来决定升压占空比db。

升压占空比db根据使升压斩波器3以哪种模式进行动作，决定方法不同。但是，该方法可采用通常的升压斩波器的放电占空比的决定方法，因此这里省略详细的说明。

脉冲宽度调制信号生成器952也利用公知的调制方法，根据升压占空比db来生成控制信号Sb。

接着，说明电流指令生成部91的结构。电流指令生成部91具有输出电力估计器911、三角函数值生成器912、电容电压控制器913、相加器914、乘法器915、除法器916。

输出电力估计器911根据指令值Vinv*以及电流Iinv来求出输出电力Pout的估计值Pout＾。直流电流估计器92如上所述地求出估计值idc＾，所以可输入从输出电力估计器911获得的估计值Pout＾和指令值Vdc*而得到估计值idc＾。

电容电压控制器913求出电容电压Vc与其指令值Vc*之间的偏差Vc*-Vc，对其至少施加比例控制后输出至相加器914。

相加器914使来自电容电压控制器913的输出与估计值Pout＾相加。这是以下这样的处理：其用于在电容电压Vc比该指令值Vc*减少/增大时，分别增大/减小地校正估计值Pout＾，由此适当地设定输入电力的指令值Pin*，来减小上述偏差。为了该偏差的稳定性，作为电容电压控制器913不仅仅采用单比例控制本身，还希望采用比例积分控制或者比例积分微分控制。

这里，假定整流电流irec的指令值irec*取正弦波形的绝对值的情况，因为整流电压Vrec取正弦波形的绝对值，所以使相加器914的输出与三角函数值2·sin²θ相乘而求出指令值Pin*。

三角函数值生成器912根据电源电压的相位角θ，来生成三角函数值2·sin²θ。并且，使相加器914的相加结果与三角函数值2·sin²θ在乘法器915中相乘而求出指令值Pin*。

因为输入电力Pin是整流电压Vrec与整流电流irec的积，所以将指令值Pin*除以整流电压Vrec而求出整流电流irec的指令值irec*。

关于相位角θ，例如，根据所测定的交流电压Vin，通过电源相位估计器96来估计。电源相位估计器96可由例如相位同步电路构成。关于整流电压Vrec，例如，通过由绝对值电路97求出所测定的交流电压Vin的绝对值来获得。因为电源相位估计器96、绝对值电路97的具体结构是周知技术，所以这里不详细进行叙述。

根据指令值Vinv*，利用后述的公式，通过虚拟直流链路电压指令值生成器98来设定指令值Vdc*。其中，如上所述指令值Vdc*是逆变器6的(是关于控制开关的周期的平均)电压Vinv的最大值，所以不适合设定为低于指令值Vinv*的值。换言之，为了提高指令值Vinv*的最大值，需要提高指令值Vdc*。在现有的直接型电力变换装置中，指令值Vdc*成为交流电压Vin的1/√2倍以下。

图5是汇总了求出整流占空比dr、零电压占空比dz、放电占空比dc以及指令值ib*的工序的流程图。可掌握为该流程图示出了占空比分配器93的动作。

关于步骤S101，只要假定为直接型交流电力变换装置的动作不相当于第3情况，则相当于判断是相当于第1情况还是相当于第2情况。在步骤S101中，判断虚拟直流链路电压Vdc的指令值Vdc*是否是整流电压Vrec以下。当该判断是肯定时，向步骤S102、S104进入处理，当该判断是否定时，向步骤S103、S105进入处理。

步骤S102、S104是判断直接型交流电力变换装置的动作相当于第1情况、第3情况的哪一个的处理。在步骤S102中，考虑公式(4)而求出dr＿max＝Vdc*/Vrec。在步骤S104中，考虑公式(7)，判断指令值irec*是否是值dr＿max·idc＾以上。当步骤S104的判断是肯定时，直接型交流电力变换装置的动作相当于第1情况，处理进入到步骤S106、S109。当步骤S104的判断是否定时，直接型交流电力变换装置的动作相当于第3情况，处理进入到步骤S108、S110。

步骤S103、S105是判断直接型交流电力变换装置的动作相当于第2情况、第3情况的哪一个的处理。在步骤S103中，考虑公式(5)而求出dr＿max＝(Vdc*-Vc)/(Vrec-Vc)。在步骤S105中，与步骤S104同样地考虑公式(7)来判断指令值irec*是否是值dr＿max·idc＾以上。当步骤S105的判断是肯定时，直接型交流电力变换装置的动作相当于第2情况，处理进入到步骤S107、S109。当步骤S105的判断是否定时，直接型交流电力变换装置的动作相当于第3情况，处理进入步骤S108、S110。

步骤S106、S107、S108分别是与第1情况、第2情况、第3情况相对应的各占空比的设定。步骤S109是与第1情况、第2情况相对应的指令值ib*的设定，步骤S110是与第3情况相对应的指令值ib*的设定。这些设定内容如已经叙述的那样。

此外，如果是Vdc＞Vrec，则根据步骤S101的判断结果，执行步骤S107、S108的任意一个。在执行步骤S107的情况下，放电占空比dc取值(1-dr)。在此情况下，整流占空比dr利用公式(5)表示，小于1。从而在此情况下，放电占空比dc大于0。

另外在执行步骤S108的情况下，放电占空比dc采用由公式(10)表示的值。如果是Vdc＞Vrec，则与整流占空比dr的值无关地，式(10)的右边的分子大于0。从而在此情况下，放电占空比dc也大于0。

即，如果是Vdc＞Vrec，则必须设定为dc＞0。

此外，控制部9例如可构成并实现为包含微型计算机和存储装置。微型计算机执行程序所记述的各处理步骤(换言之是操作)。上述存储装置例如能够由ROM(ReadOnly Memory：只读存储器)、RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)、可改写的非易失性存储器(EPROM(Erasable Programmable ROM)等)、硬盘装置等各种存储装置的1个或多个构成。该存储装置存储各种信息或数据等，另外存储微型计算机所执行的程序，而且提供用于执行程序的作业区域。此外，微型计算机也可以掌握为作为与在程序中记述的各处理步骤对应的各种手段发挥功能、或者可以掌握为实现与各处理步骤对应的各种功能。另外，控制部9不仅限于此，也可以利用硬件来实现由控制部9执行的各种操作(各测定值的取得、步骤S101～S110的执行等)或者构成这些操作的各要素或各种功能的一部分或全部。

《实施例》

以下，示出表示采用上述方法的效果的实施例。

首先，用两个例子说明指令值Vdc*取恒定值的情况，然后说明关于指令值Vdc*所期望的值的一例。

＜实施例1＞

图6以及图7是示出通过仿真获得的各构成要素的波形的曲线图。其中，虚拟直流链路电压Vdc设定为整流电压Vrec的波高值(300V)的1/√2(212V)。另外，电容电压Vc高于整流电压Vrec且为恒定(400V)(以下同样)。

图6的第1段示出电容电压Vc、整流电压Vrec、虚拟直流链路电压Vdc(这是假定为正确地追随该指令值Vdc*的情况。以下同样)的波形。

图6的第2段示出整流电流irec(其假定为正确地追随该指令值irec*的情况。以下同样)、直流电流idc(其假定为通过该估计值idc＾正确地进行估计。以下同样)的波形。通过使直流电流idc成为恒定值，与取恒定值的虚拟直流链路电压Vdc相互作用，输出电力Pout成为恒定。

图6的第3段示出整流电流irec、电流idirect(其利用整流占空比dr与估计值idc＾的积来求出。以下同样)和电流ib(其假定为正确地追随该指令值ib*。以下同样)的波形。

图6的第4段示出整流占空比dr、放电占空比dc、零电压占空比dz的波形。

图6的第5段示出直流电流idc、电流idirect、从电容34流向直流链路7的电流ic(其利用放电占空比dc与估计值idc＾的积来求出。以下同样)、零相电流iz(其利用零电压占空比dz与估计值idc＾的积来求出。以下同样)的波形。

图7的第1段示出逆变器6所输出的输出电力Pout(其假定为利用该估计值Pout＾正确地进行估计。以下同样)、由整流电压Vrec和电流idirect来决定的电力Pdirect、电容34放电的电力(放电电力)Pco、对电容34输入输出的电力Pc的波形。电力Pc因为在充电时使输出电力Pout减少，所以成为负值。

图7的第2段示出输入电力Pin(其假定为正确地追随该指令值Pin*。以下同样)、电力Pdirect、对电容34充电的电力(充电电力)Pci、电力Pc的波形。

图7的第3段是从图7的第1段和第2段中去除与电容34关联的电力Pc、Pci、Pco而进行汇总的曲线图。

在图6以及图7中的“充电”期间虽然进行电容34的充电，但不进行放电(Pci＞0、Pco＝0)。具体地说，“充电”期间是虚拟直流链路电压Vdc为整流电压Vrec以下且ic＝0(即dc＝0)的情况，是执行图5的步骤S106、S109的期间。

另外，在“放电”期间虽然进行电容34的放电，但不进行充电(Pco＞0、Pci＝0)。具体地说，“放电”期间是虚拟直流链路电压Vdc大于整流电压Vrec且iz＞0(即dz＞0)的情况，是执行图5的步骤S108、S110的期间。

并且，“充放电”期间是虚拟直流链路电压Vdc大于整流电压Vrec且iz＝0(即dz＝0)的情况，是执行图5的步骤S107、S109的期间。“充放电”期间具有对电容34充电的电力Pci大于电容34放电的电力Pco的期间(即，成为Pc＜0的期间：其与“充电”期间相邻，与“放电”期间隔离)、以及电容34放电的电力Pco大于对电容34充电的电力Pci的期间(即，成为Pc＞0的期间：其与“放电”期间相邻，与“充电”期间隔离)。

这样，通过设置“充放电”期间并在该期间中也进行电容34的充电，与仅在“充电”期间中对电容进行充电的现有技术相比，能够降低电流ib的平均值或者有效值。这有助于降低对电感32要求的额定电流从而降低对升压斩波器3要求的电力容量。

但是，在图6以及图7所示的情况下，将虚拟直流链路电压Vdc设定为整流电压Vrec的波高值的1/√2倍。因此，下面说明既能够使整流电流irec成为正弦波形又能够设定虚拟直流链路电压Vdc高于整流电压Vrec的波高值的1/√2的情况。

＜实施例2＞

图8以及图9是示出通过仿真根据本实施方式的方法进行控制的情况的各构成要素的波形的曲线图。图8示出与图6对应的各构成要素的波形。图9示出去除了在图7中最下段表示的曲线图的各构成要素波形。其中，示出了使整流电压Vrec的波高值与图6、图7同样地为300V、使虚拟直流链路电压Vdc与整流电压Vrec的波高值相等且使整流电流irec的波形为正弦波的绝对值的情况。

这样，当使虚拟直流链路电压Vdc与整流电压Vrec的波高值相等时，成为dc＝0的仅是相位为90度或270度的时刻。由此，在图8以及图9中没有图示“充电”期间。

而且，当虚拟直流链路电压Vdc小于电容电压Vc时，还可以进行始终大于整流电压Vrec的控制。在此情况下，始终是dc＞0，如果根据图5的流程图来说，没有执行步骤S106的情况。当然，因为公式(1)成立，所以为dr＜1。

由实施例1、2可知，能够将虚拟直流链路电压Vdc设定为整流电压Vrec的波高值的1/√2倍以上。

尤其根据实施例2可知，可使整流电流irec的波形成为正弦波的绝对值。这有助于电源高次谐波的抑制。

＜实施例3＞

另外，如实施例1所说明的那样，在虚拟直流链路电压Vdc大于整流电压Vrec的情况下，存在dz＝0的“充放电”期间。另一方面，在此期间中，逆变器6所输出的电压Vinv不是直流电压，而是交流电压。由此，在虚拟直流链路电压Vdc取恒定值的情况下，即使是dz＝0为了电压Vinv实现交流，逆变器6也以零电压矢量进行动作。

这意味着，虚拟直流链路电压Vdc相对于电压Vinv过大，电容34进行不需要的充放电。

因此，接着说明用于降低电容34的不需要的充放电、降低升压斩波器3的电力容量的虚拟直流链路电压Vdc。

图10以及图11均在上段示出作为逆变器6的指令值Vinv*的三相的指令值Vu*、Vv*、Vw*以及虚拟直流链路电压Vdc，在下段示出逆变器6根据指令值Vu*、Vv*、Vw*输出电压Vinv时的线间电压Vuv、Vvw、Vwu。其中，指令值Vu*、Vv*、Vw*使它们中的最小相的电压(最小值)为零。另外，两者共用的横轴是交流电压Vin的相位，这里例示了交流电压Vin的周期是线间电压Vuv、Vvw、Vwu的周期的二倍的情况。

图10表示虚拟直流链路电压Vdc取恒定值的情况。该恒定值是以三相的指令值中的最小相的电压为基准而指令值Vu*、Vv*、Vw*能取的最大的值(以下，将该值设为值V2)。

可知的是，在相位是(15+30·n)度(n为整数)的附近，虚拟直流链路电压Vdc大于指令值Vu*、Vv*、Vw*，因此成为线间电压Vuv、Vvw、Vwu所需的电压以上的值。在这样的情况下，即使是dz＝0，为了输出低于虚拟直流链路电压Vdc的电压，逆变器6采用零电压矢量。

即，在相位是(15+30·n)度(n为整数)的附近，虚拟直流链路电压Vdc鉴于逆变器6的动作，不需要设定得那么高。因此，为了获得这种不必要那么高的虚拟直流链路电压Vdc而进行不必要的放电。

由此，只要设定虚拟直流链路电压Vdc的指令值Vdc*相对于指令值Vu*、Vv*、Vw*没有不必要地那么高，就能够降低电容34的不必要的放电，进而降低电容34的不必要的充电。

根据图5的流程图来说明此情况。现在，由于考察成为dz＝0时的改善，所以要考察到达设定为dz＝0的步骤S107的步骤S103。因为通常是Vc＞Vrec、Vc＞Vdc*，所以指令值Vdc*越小，则dr＿max越大。由此，指令值Vdc*越小，在步骤S107中设定的整流占空比dr越大，放电占空比dc越小。因为电容电压Vc视为恒定，所以放电占空比小，则电流ic也小。

而且，还考察在步骤S107之后处理的步骤S109。如上所述，指令值Vdc*越小，整流占空比dr越大。另外，因为使输出电力Pout恒定，所以直流电流idc也根据指令值Vdc*的脉动而脉动。具体地说，指令值Vdc*越小，则直流电流idc越大。由此，指令值Vdc*越小，整流占空比dr和直流电流idc两者越大，整流电流irec作为正弦波不依赖于指令值Vdc*，因而电流ib小。

这样的电流ib、ic的降低有助于对电感32以及电容34要求的电力容量的降低，进而使它们小型化、成本降低、发热量降低引起的效率提高以及降低对升压斩波器3要求的电力容量。

具体地说，指令值Vdc*可采用指令值Vu*、Vv*、Vw*之中以最小相为基准的值最大的指令值。其原因是，逆变器6无法超过虚拟直流链路电压Vdc而输出较大的电压，另一方面虚拟直流链路电压Vdc只要采用指令值Vu*、Vv*、Vw*之中以最小相为基准的值最大的指令值就足够了。

即，指令值Vdc*可采用V1＝max(Vu*、Vv*、Vw*)-min(Vu*、Vv*、Vw*)。这里记号“max()”是指括号内的要素中最大的指令值，记号“min()”是指括号内的要素中最小的指令值。

在通常的控制下，逆变器6所输出的相电压Vu、Vv、Vw分别与指令值Vu*、Vv*、Vw*一致。由此，可求出为V1＝max(Vu、Vv、Vw)-min(Vu、Vv、Vw)。这也可以采用线间电压Vuv、Vvw、Vwu，求出为V1＝max(|Vuv|、|Vvw|、|Vwu|)。

同样，值V2可以求出为以逆变器6所输出的相电压Vu、Vv、Vw中的最小相为基准而能取的最大值。即，这可以求出为线间电压Vuv、Vvw、Vwu各自的绝对值|Vuv|、|Vvw|、|Vwu|能取的最大值来。

图11示出指令值Vdc*取值V1的情况。在此情况下，指令值Vu*、Vv*、Vw*也可取与图10相同的值，所以线间电压Vuv、Vvw、Vwu在图10和图11中不同。

当然，指令值Vdc*也可以取大于值V1的值。在图10所示的情况下，因为指令值Vdc*取大于值V1的值V2，所以只要是V1≤Vdc*≤V2即可。

更正确地是，在指令值Vu*、Vv*、Vw*以最小相为基准而成为最大的相位(根据图10以及图11可称为(30·n)度)中，是Vdc*＝V2，在其以外的相位中期望是V1≤Vdc*＜V2。

在图4所示的虚拟直流链路电压指令值生成器98中进行这样的指令值Vdc*的设定。

图12表示与图8对应的各构成要素在实施例3中的波形。图13表示与图9对应的各构成要素和线间电压的波形。此外，这里为了避开图的繁杂，而使线间电压Vuv、Vvw、Vwu的周期成为交流电压Vin的周期的一半，使线间电压Vuv、Vvw、Vwu的振幅与交流电压Vin的振幅相等。

可知的是，虽然直流电流idc对应于指令值Vdc*的变动而进行变动，但能够使整流电流irec的波形成为正弦波的绝对值。另外，如采用图5所说明的那样，在指令值Vdc*降低的相位中，电流ib、ic也降低。

图14是关于电流ib比较实施例2、3的曲线图。将实施例2中的电流ib示出为电流ib1，将实施例3中的电流ib示出为电流ib2。从而能理解的是，电流ib2始终是电流ib1以下并且电流ib2的有效值或平均值小于电流ib1的有效值或平均值。

图15是关于电流ic比较实施例2，3的曲线图。将实施例2中的电流ic示出为电流ic1，将实施例3中的电流ic示出为电流ic2。从而能理解的是，电流ic2始终是电流ic1以下并且电流ic2的有效值或平均值小于电流ic1的有效值或平均值。

可知，电流ib2、ic2均在指令值Vdc*降低的相位(15+30·n)度附近降低。

接着，说明这样成为dz＝0的期间的逆变器6的动作。

图16以及图17均是表示载波CY以及载波CY的比较对象的信号波、开关Gc的动作、直流电流idc与直流链路电压间的瞬时值Vlink、输出电力Pout和后述的各相的开关状态的曲线图。这里，使载波CY的最小值为0，最大值为1。在信号波的生成中采用值du*、dv*、dw*，基于周知的技术，根据逆变器6的指令值Vu*、Vv*、Vw*来设定这些值。具体地说，是du*＝Vu*/Vdc*、dv*＝Vv*/Vdc*、dw*＝Vw*/Vdc*。

这些图都例示了逆变器6所输出的U相电压是最小相、W相电压是最大相、Vu*＜Vv*＜Vw*成立且指令值Vv*、Vw*都没有取峰值的区域(换算为相位是135度以上且小于150度、大于150度且为165度以下、315度以上且小于330度、大于330度且为345度以下的区间：参照图10)内的动作。在该情况下是Vu*＝0，另外是dz＝0(还参照图12)。

期间tc是开关Gc接通的期间，因此，在期间tc中电容34放电，瞬时值Vlink呈现电容电压Vc，电力Pco成为输出电力Pout。期间tr是开关Gc关断的期间，因此，在期间tr中瞬时值Vlink呈现整流电压Vrec，电力Pdirect成为输出电力Pout。

通过载波CY与信号波的比较来决定控制信号Sg，进而决定逆变器6的开关动作。具体地说，例如逆变器6是三相电压形逆变器，针对每一相具有电流通路(leg，脚)。各自的脚(leg)具有上臂与下臂的串联连接，在上臂和下臂中采用互斥地导通的开关(参照图1)。

更具体地说，在U相的脚中，当载波CY是信号波dr·du*以下或者是信号波dr+dc·(1-du*)以上时，上臂导通，下臂不导通。在其以外的情况下，下臂导通，上臂不导通。关于V相的脚、W相的脚也是同样的。

在脉冲宽度调制信号生成器94中生成决定为这样的导通/不导通的控制信号Sg。例如，在脉冲宽度调制信号生成器94中生成载波CY。

在图16以及图17各自的最下方配置的三行表示逆变器6的U相、V相、W相中的开关状态。在该三行中，记号“H”表示上臂导通且下臂不导通的状态，记号“L”表示下臂导通且上臂不导通的状态。

在上述相位的区域中，因为是Vu*＝0、信号波dr·du*＝0、dr+dc·(1-du*)＝1(∵dz＝0)，所以关于U相，例示了下臂继续导通的情况。即，在该区域中不发生U相的脚的开关。

在该情况下，如图10所示的那样，如果是Vdc*＞Vw*，则如图16所示，在信号波中具有dr+dc·(1-dw*)＜dr＜dr·dw*的关系。其中考虑了dz＝0。由此，存在具有与指令值dr+dc·(1-dw*)、dr·dw*的差(1-dw*)相当的宽度的区间t0。该区间t0是虽然dz＝0但逆变器6采用零电压矢量的期间。

在区间t0中逆变器6采用零电压矢量，所以直流电流idc为0，由此输出电力Pout的瞬时值也为0。尽管如此，在区间t0中存在开关Gc导通且瞬时值Vlink增大的期间，该期间中的电容34的放电鉴于逆变器6的动作而成为不需要的放电。

在图16所示的情况和图17所示的情况下，如果指令值相等，则如图11所示成为Vdc*＝Vw*，由此瞬时值Vlink采用电容电压Vc的期间变短。即，期间tc变短。这由于上述放电占空比dc减少的缘故。

当Vdc*＝Vw*时，在上述的相位区域中，W相的脚始终使上臂导通。即，W相的脚不需要开关动作。即，不仅不需要基于指令值中的最小指令值(这里是指令值Vu*)的开关，也不需要基于最大指令值(这里是指令值Vw*)的开关。由此与图16不同，如图17所示，不存在区间t0。

因为是dz＝0，所以当期间tc变短时，期间tr变长，期间tr的输出电力Pout(即电力Pdirect)变大，期间tc中的输出电力Pout(即电力Pco)变小。但是，即使降低指令值Vdc*也能够维持输出电力Pout的平均。

这样缩短期间tc而使期间tr变短的效果，即使存在区间t0，只要其长度变短就能够获得。由此即使并非始终是Vdc*＝V1(在上述的例子中为Vw*)也能够获得该效果。

通过这样地将指令值Vdc*设定为值V1以上值V2以下，既能够使来自直接型交流电力变换装置的输出电压高于现有技术的输出电压，又能够减小放电占空比dc，降低电流ic、ib，并降低对升压斩波器以及作为该构成要素的电容34以及电感32所要求的电力容量。在通常的控制中，因为虚拟直流链路电压Vdc取指令值Vdc*，所以只要虚拟直流链路电压Vdc处于值V1以上值V2以下，就能够获得上述的效果。

尤其是，通过将指令值Vdc*设定为值V1，使逆变器6的三相脚中的关于二相的开关动作变得不再需要。这不仅在控制信号Sg的生成中实质性地省略该二相这一点上是优选，在减低逆变器6的开关损失的观点上也是优选。

当然，即使不将指令值Vdc*始终设定为值V1，在所设定的期间中，也会降低逆变器6的开关损失。换言之，存在将指令值Vdc*设定为值V1的期间有助于降低逆变器6的开关损失。

在通常的控制中，虚拟直流链路电压Vdc取指令值Vdc*。由此，只要存在虚拟直流链路电压Vdc取值V1的期间，逆变器6的开关损失就减低。

虽然详细说明了本发明，但上述说明在全部的方面仅为例示，本发明不限于此。可理解为在不超出本发明的范围的情况下能够想到没有例示的无数变形例。