电力变换装置的制作方法

本发明涉及经由直流电容器连接有伴随交流电源的功率因数改善控制而进行电力变换的ac/dc转换器和dc/dc转换器的电力变换装置。

背景技术：

在作为现有的电力变换装置的马达控制装置中，由整流电路部对交流电源进行整流，由高功率因数转换器电路部将所输入的直流电压升压而输出。该高功率因数转换器电路部通过将开关晶体管的on/off(导通/截止)的时间比控制为正弦波状，改善功率因数，另外进行直流电压的控制。由平滑电容器使被升压的直流电压稳定化，逆变器电路部将从平滑电容器供给的直流电压变换为3相交流，供给到马达而对马达进行驱动。在平滑电容器具有小电容的情况下，特别是在商用交流电源为单相时，以电源频率的2倍频率变动的直流母线电压的纹波电压增大。

施加于马达的电压由于直流母线电压的纹波电压的影响而变动，马达相电流产生脉动。为了消除该脉动，控制部在算出电流指令时，将由直流母线电压检测单元检测出的直流母线电压的反馈值添加到直流母线电压，从而向逆变器电路部输出校正后的电压脉冲对马达进行驱动，所述校正使得免受直流母线纹波电压的影响(例如，参照专利文献1)。

专利文献1：日本特开2002-291260号公报

技术实现要素：

在这样现有的电力变换装置中，对逆变器电路部进行控制，以避免电源电压的2倍频率的电力脉动流出到负载，所以平滑电容器中的电压纹波增大。如果电压纹波大，则最大电压导致在电力变换装置产生过电压、或者由于最低电压而无法确保来自逆变器电路部的输出电压等而难以使电力变换装置可靠性良好地动作。另外，存在如下问题：在为了减少电压纹波而增大电容器电容时，导致电力变换装置大型化。

本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于得到一种输出所容许的电力脉动来减少直流电容器的电压振动并且小型且可靠性高的电力变换装置。

本发明的第1电力变换装置具备：ac/dc转换器，进行单相交流电源的功率因数改善控制，将来自该单相交流电源的交流电力变换为直流电力；dc/dc转换器，连接于该ac/dc转换器的直流侧，进行直流电力的电压变换；直流电容器，连接于所述ac/dc转换器与所述dc/dc转换器之间的正负直流母线之间；以及控制电路，对所述ac/dc转换器及所述dc/dc转换器进行输出控制。所述控制电路将在所述单相交流电源的过零相位下为最小值、在峰值相位下为最大值的交流电流指令叠加于直流电流指令而生成所述dc/dc转换器的输出电流指令，使用该输出电流指令对所述dc/dc转换器进行输出控制。

另外，本发明的第2电力变换装置具备：ac/dc转换器，进行单相交流电源的功率因数改善控制，将来自该单相交流电源的交流电力变换为直流电力；dc/dc转换器，连接于该ac/dc转换器的直流侧，进行直流电力的电压变换；直流电容器，连接于所述ac/dc转换器与所述dc/dc转换器之间的正负直流母线之间；以及控制电路，对所述ac/dc转换器及所述dc/dc转换器进行输出控制。所述控制电路以固定的占空(duty)比控制所述dc/dc转换器，以包含交流电压分量的方式生成所述直流电容器的电压指令，使用基于该电压指令的输出电流指令来对所述ac/dc转换器进行输出控制。

根据本发明的第1、第2电力变换装置，从dc/dc转换器输出所容许的电力脉动，从而能够不增大直流电容器的电容而减少直流电容器的电压振动。因此，能够提高电力变换装置的可靠性，还能够促进小型化。

附图说明

图1是本发明实施方式1的电力变换装置的结构图。

图2是说明本发明实施方式1的ac/dc转换器的动作的图。

图3是说明本发明实施方式1的ac/dc转换器的动作的电流路径图。

图4是说明本发明实施方式1的ac/dc转换器的动作的电流路径图。

图5是说明本发明实施方式1的ac/dc转换器的动作的电流路径图。

图6是说明本发明实施方式1的ac/dc转换器的动作的电流路径图。

图7是说明本发明实施方式1的dc/dc转换器的动作的电流路径图。

图8是说明本发明实施方式1的dc/dc转换器的动作的电流路径图。

图9是示出本发明实施方式1的参考例的交流电源的电压电流和直流电容器的纹波电压的波形图。

图10是示出在本发明实施方式1的直流电容器的输出电流所包含的各分量的波形图。

图11是示出本发明实施方式1的比较例的直流电容器的输入输出电流的波形图。

图12是示出本发明实施方式1的直流电容器的输入输出电流的波形图。

图13是示出生成本发明实施方式1的ac/dc转换器的选通信号的控制框图。

图14是示出生成本发明实施方式1的ac/dc转换器的选通信号的控制框图。

图15是示出生成本发明实施方式1的dc/dc转换器的选通信号的控制框图。

图16是本发明实施方式1的其它例的电力变换装置的结构图。

图17是本发明实施方式1的其它例的电力变换装置的结构图。

图18是本发明实施方式2的电力变换装置的结构图。

图19是说明本发明实施方式2的ac/dc转换器的动作的图。

图20是说明本发明实施方式2的ac/dc转换器的动作的电流路径图。

图21是说明本发明实施方式2的ac/dc转换器的动作的电流路径图。

图22是说明本发明实施方式2的ac/dc转换器的动作的电流路径图。

图23是说明本发明实施方式2的ac/dc转换器的动作的电流路径图。

图24是说明本发明实施方式2的dc/dc转换器的功率运行动作的波形图。

图25是说明本发明实施方式2的dc/dc转换器的功率运行动作的其它例的波形图。

图26是说明本发明实施方式2的dc/dc转换器的再生动作的波形图。

图27是说明本发明实施方式2的dc/dc转换器的再生动作的其它例的波形图。

图28是示出本发明实施方式2的电力变换装置的再生动作中的直流电容器的输出电流的各分量的波形图。

图29是示出本发明实施方式2的比较例的电力变换装置的再生动作中的直流电容器的输入输出电流的波形图。

图30是示出本发明实施方式2的电力变换装置的再生动作中的直流电容器的输入输出电流的波形图。

图31是示出生成本发明实施方式2的ac/dc转换器的选通信号的控制框图。

图32是示出生成本发明实施方式2的ac/dc转换器的选通信号的控制框图。

图33是示出生成本发明实施方式2的dc/dc转换器的选通信号的控制框图。

图34是示出本发明实施方式3的电力变换装置的功率运行动作中的直流电容器的输出电流的各分量的波形图。

图35是示出本发明实施方式3的电力变换装置的功率运行动作中的直流电容器的输入输出电流的波形图。

图36是示出本发明实施方式3的电力变换装置的再生动作中的直流电容器的输出电流的各分量的波形图。

图37是示出本发明实施方式3的电力变换装置的再生动作中的直流电容器的输入输出电流的波形图。

图38是示出生成本发明实施方式3的dc/dc转换器的选通信号的控制框图。

图39是示出本发明实施方式4的电力变换装置的功率运行动作中的直流电容器的输出电流的各分量的波形图。

图40是示出本发明实施方式4的电力变换装置的功率运行动作中的直流电容器的输入输出电流的波形图。

图41是示出本发明实施方式4的电力变换装置的再生动作中的直流电容器的输出电流的各分量的波形图。

图42是示出本发明实施方式4的电力变换装置的再生动作中的直流电容器的输入输出电流的波形图。

图43是示出生成本发明实施方式4的dc/dc转换器的选通信号的控制框图。

图44是说明本发明实施方式5的电力变换装置的动作的各部分的波形图。

图45是示出生成本发明实施方式5的ac/dc转换器的选通信号的控制框图。

图46是示出生成本发明实施方式5的dc/dc转换器的选通信号的控制框图。

具体实施方式

实施方式1.

以下，说明本发明实施方式1的电力变换装置。图1是本发明实施方式1的电力变换装置的概略结构图。

如图1所示，电力变换装置100具备：主电路，用于将单相交流电源1(以下简称为交流电源1)的交流电力变换为直流电力而输出到负载9；以及控制电路10。

主电路具备：ac/dc转换器4，进行交流电源1的功率因数改善控制，将交流电力变换为直流电力；dc/dc转换器6，连接于该ac/dc转换器4的直流侧，进行直流电力的电压变换；以及直流电容器5，连接于ac/dc转换器4与dc/dc转换器6之间的直流母线之间。另外，在输入侧具备限流用的电抗器2、3，在输出侧具备平滑电容器8。

在该情况下，ac/dc转换器4由半无桥(semi-bridgeless)电路构成，具备半导体开关元件41a、42a和二极管元件43b、44b。半导体开关元件41a、42a由igbt(insulatedgatebipolartransistor，绝缘栅双极晶体管)构成，分别反向并联连接二极管41b、42b。

在该情况下，dc/dc转换器6由非绝缘方式的降压斩波电路构成，具备半导体开关元件61a、62a和电流控制用的电抗器7。半导体开关元件61a、62a由igbt构成，分别反向并联连接二极管61b、62b。

此外，半导体开关元件41a、42a、61a、62a除了igbt以外，还可以是在源极、漏极之间内置有二极管的mosfet(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)、或晶闸管等半导体开关元件。另外，在使用mosfet的情况下，也可以将内置二极管用作二极管41b、42b、61b、62b。

直流电容器5的p侧端子连接于ac/dc转换器4的直流输出侧的p端子和dc/dc转换器6的直流输入侧的p端子。直流电容器5的n侧端子连接于ac/dc转换器4的直流输出侧的n端子和dc/dc转换器6的直流输入侧的n端子。

直流电容器5具有能量缓冲功能，平滑由ac/dc转换器4输入的电力与由dc/dc转换器6输出的电力的差分。直流电容器5能够由铝电解电容器、膜电容器、陶瓷电容器、钽电容器、edlc(电双层电容器)等构成。另外，也可以由锂离子电池等电池构成。

负载9也可以是用直流电压驱动的电气设备、或者电池、电容器等电力蓄积元件。

另外，分别通过电压传感器(省略图示)检测交流电源1的交流电压vac、直流电容器5的电压vc1、作为平滑电容器8的电压的负载电压vl而输入到控制电路10。进而，分别通过电流传感器检测交流电源1的交流电流iac、负载电流il而输入到控制电路10。控制电路10根据所输入的电压电流信息生成选通信号11(向半导体开关元件41a、42a、61a、62a的选通信号g41、g42、g61、g62)，对ac/dc转换器4以及dc/dc转换器6进行输出控制。

此外，vac表示交流电源1的电压有效值，iac表示交流电源1的电流有效值，vdc表示直流电容器5的直流电压分量，iin表示直流电容器5的输入电流，iout表示直流电容器5的输出电流。

以下，说明这样构成的电力变换装置100的动作。

图2是说明ac/dc转换器4的动作的图。图中，sw41a、sw42a表示半导体开关元件41a、42a的开关状态。

将交流电源1的1个周期设为t。在时刻0～t/2，交流电源1的电压vac为正极性，控制电路10使半导体开关元件42a为on(导通)状态，对半导体开关元件41a进行pwm控制，控制成使来自交流电源1的输入功率因数大致为1，也就是以高功率因数控制电流iac。另外，在时刻t/2～t，交流电源1的电压vac为负极性，控制电路10使半导体开关元件41a为on状态，对半导体开关元件42a进行pwm控制，控制成使来自交流电源1的输入功率因数大致为1，也就是以高功率因数控制电流iac。

图3～图6是说明ac/dc转换器4的动作的电流路径图。

在时刻0～t/2，半导体开关元件42a持续on状态，在半导体开关元件41a为on时，输入电流经由电抗器2、3被短路，电抗器2和电抗器3被激磁而正极性上电流增加(图3)。然后，在半导体开关元件41a为off(截止)时，蓄积于电抗器2和电抗器3的激磁能量经由二极管43b被输出到直流电容器5侧。此时，电抗器2、3的电流减少(图4)。

在时刻t/2～t，半导体开关元件41a持续on状态，在半导体开关元件42a为on时，输入电流经由电抗器2、3被短路，电抗器2和电抗器3被激磁而负极性上电流增加(图5)。然后，在半导体开关元件42a为off时，蓄积于电抗器2和电抗器3的激磁能量经由二极管44b被输出到直流电容器5侧。此时，电抗器2、3的电流减少(图6)。

控制电路10对如上所述对半导体开关元件41a、42a进行on/off控制而输入的交流电流iac进行高功率因数控制。此外，理想上以相同的占空(duty)比驱动半导体开关元件41a和半导体开关元件42a。

在此，以下式(1)表示在以高功率因数控制电流iac的情况下的半导体开关元件41a的理论上的占空比d41。此时，根据式(1)，由式(2)表示二极管43b的占空比d43。其中，将交流电源1的电压vac定义为式(3)。因此，能够用式(4)求出流入到直流电容器5的电流iin。

此外，设为在从交流电源1至直流电容器5之间不产生损耗。

d41＝(vdc-vac)/vdc…(1)

d43＝vac/vdc…(2)

vac＝(√2)vac·sinωt…(3)

iin＝(vac/vdc)iac

＝(2vac·iac/vdc)sin²ωt…(4)

接下来，说明dc/dc转换器6的动作。

降压斩波电路被用于dc/dc转换器6。控制电路10对半导体开关元件61a、62a进行on/off控制，使直流电力从直流电容器5输出，将向负载9的电流il、电压vl控制为期望的值。

图7、图8是说明dc/dc转换器6的动作的电流路径图。

在半导体开关元件61a为on的期间，半导体开关元件62a为off，电流从直流电容器5向半导体开关元件61a、电抗器7、负载9流动(图7)。另外，在半导体开关元件62a为on的期间，半导体开关元件61a为off。当从图7的状态变为半导体开关元件62a为on而半导体开关元件61a为off时，由于电抗器7的电流连续性，电流向半导体开关元件62a、电抗器7、负载9回流(图8)。

关于这样动作的dc/dc转换器6，控制电路10通过调整半导体开关元件61a和半导体开关元件62a的占空比，调整向负载9供给的电力、该情况下是负载电流il。而且，dc/dc转换器6通过向直流电压vl的负载9供给电流il，从而向负载9供给直流电力。

从直流电容器5输出的电流iout虽然相对于半导体开关元件61a、62a的开关周期是不连续的，但能够视为相对于交流电源1的周期t平均连续的电流。假设将直流电容器5的输出电流iout假定为直流电流idc。在该情况下，能够由以下式(5)表示直流电容器5的电压关系式。其中，将直流电容器5的静电电容设为cdc，将直流电容器5的交流电压分量(纹波电压)设为vc2。所输入的交流电流iac以被高功率因数控制为前提而通过式(6)来表示。在关于直流电容器5的交流电压分量vc2而求解式(5)时，导出式(7)。

cdc(dvc2/dt)

＝iin-iout

＝(2vac·iac/vdc)sin²ωt-idc…(5)

iac＝(√2)iac·sinωt…(6)

vc2＝(2vac·iac/2ωcdc·vdc)sin(2ωt)…(7)

式(7)表示如果直流电容器5的输出电流iout假设是直流电流，则通过连接于交流电源1的ac/dc转换器4进行的高功率因数控制，在直流电容器5必然产生具有交流电源1的2倍频率的纹波电压vc2。作为本实施方式的参考例，图9示出这样的纹波电压vc2和交流电源1的电压vac、电流iac的波形图。如图9所示，纹波电压vc2以交流电源1的2倍频率大幅变动。

在本实施方式中，控制电路10为了抑制产生于直流电容器5的纹波电压vc2，有意地将交流电流分量(纹波电流)irp叠加于直流电容器5的输出电流iout。具体而言，通过对dc/dc转换器6进行控制，以使得交流电流分量(纹波电流)产生于向负载9输出的电流il，从而使纹波电流irp产生于直流电容器5的输出电流iout。

图10是示出交流电源1的电压vac、电流iac和包含于直流电容器5的输出电流iout的各分量的波形图。直流电容器5的输出电流iout是将纹波电流irp叠加于直流电流分量idc而得到的电流，叠加的纹波电流irp设为具有交流电源1的电压vac的2倍频率的正弦波电流。而且，纹波电流irp的初始相位被设定成在交流电源1的过零相位下为最小值、在峰值相位下为最大值。

在将图10所示的交流电源1的电压vac定义为上述式(3)所示，将以功率因数为1的方式被控制的交流电流iac定义为上述式(6)所示时，直流电容器5的纹波电流irp由以下式(8)表示，输出电流iout由以下式(9)表示。其中，将纹波电流irp的有效值设为irp。

irp＝-(√2)irp·cos(2ωt)…(8)

iout＝idc-(√2)irp·cos(2ωt)…(9)

图11是以假设直流电容器5仅输出直流电流的情况为比较例而示出直流电容器5的输入输出电流的波形图。在该情况下，直流电容器5的输出电流iouta为直流电流idc。

如图11所示，在交流电源1的过零相位，直流电容器5的输入电流iin大体上为零，所以直流电容器5补偿的充放电电流(iin-iouta)大体上为(-idc)，直流电容器5大体上负担了所输出的直流电流idc。反之，在峰值相位，输入电流iin为最大值，所以直流电容器5补偿的充放电电流(iin-iouta)用于充电有剩余，剩余电流流入到直流电容器5而将直流电容器5充电。

在本实施方式中，直流电容器5的输出电流iout是如上所述叠加纹波电流irp而得到的电流，图12示出表示直流电容器5的输入输出电流的波形图。

如图12所示，在交流电源1的过零相位直流电容器5的输入电流iin大体上为零，与之相匹配而输出电流iout变为最小值。另外，在峰值相位输入电流iin变为最大值，与之相匹配而输出电流iout变为最大值。由此，能够抑制直流电容器5补偿的作为纹波电流的充放电电流(iin-iout)，能够抑制直流电容器5的纹波电压vc2和纹波电流有效值。

直流电容器5输出上述式(9)所示的输出电流iout，所以直流电容器5的电压关系式能够由以下式(10)表示。在针对直流电容器5的纹波电压vc2而求解式(10)时，导出式(11)。

cdc(dvc2/dt)

＝iin-iout

＝(2vac·iac/vdc)sin²ωt

-(idc-(√2)irp·cos(2ωt))…(10)

vc2＝((vac·iac-vdc·(√2)irp)/2ωcdc·vdc)·sin(2ωt)…(11)

如上述式(11)所示，在叠加于直流电容器5的输出电流iout的纹波电流irp的峰值(√2)irp增大时，产生于直流电容器5的纹波电压vc2减少。

根据上述式(11)，用以下式(12)定义作为直流电容器5的交流电压分量的纹波电压vc2的振幅δvdc。

δvdc＝((vac·iac-vdc·(√2)irp)/2ωcdc·vdc)…(12)

另外，流入到直流电容器5的输入电流iin能够由以下式(13)表示。从直流电容器5流出的输出电流iout为上述式(9)，所以直流电容器5的充放电电流(iin-iout)由以下式(14)表示。

另外，能够使用负载电压vl、负载电流il由式(13a)、式(14a)来表示式(13)、式(14)。其中，将负载电流il的指令值设为il*，将产生于负载电流il的纹波电流的有效值设为ilrp。

iin＝(vac·iac/vdc)·(1+cos(2ωt-π))…(13)

＝(vl·il/vdc)·(1+cos(2ωt-π))…(13a)

iin-iout＝(idc-(√2)irp)·cos(2ωt-π)…(14)

＝(vl/vdc)·(il*-(√2)ilrp)·cos(2ωt-π)

…(14a)

如上述式(14a)所示，可知直流电容器5的充放电电流(iin-iout)具有交流电源1的电压vac的2倍频率分量。另外，在叠加于输出电流iout的纹波电流irp的峰值(√2)irp、或者产生于负载电流il的纹波电流峰值(√2)ilrp增大时，充放电电流(iin-iout)减少。

根据上述式(14a)用以下式(15)定义直流电容器5的充放电电流(iin-iout)的振幅δirp。

δirp＝(vl/vdc)·(il*-(√2)ilrp)…(15)

另外，ac/dc转换器4以及dc/dc转换器6的载波频率的电流分量流入到直流电容器5或从直流电容器5流出。直流电容器5的充放电电流不仅用由上述式(14a)表示的电流分量来定义，实际上还用与载波频率分量等其它频率分量的总和来定义。特别地，载波频率是支配性的，大幅高于交流电源1的电源频率，流入到直流电容器5或从直流电容器5流出的载波频率的电流分量不依赖于交流电源1的2倍频率分量而是固定的。即，在直流电容器5的充放电电流中，由式(14a)表示的电流分量变动，但载波频率的电流分量是固定的。因此，在本实施方式中，抑制由式(14a)表示的电流分量，纹波电流收敛于载波频率的电流分量。

如上所述，由于直流电容器5输出由上述式(8)表示的纹波电流irp，能够根据上述式(11)抑制产生于直流电容器5的纹波电压vc2，能够根据上述式(14a)抑制直流电容器5补偿的充放电电流(iin-iout)。直流电容器5输出的纹波电流irp是具有交流电源1的电压vac的2倍频率的正弦波状并且初始相位被设定为在过零相位下为最小值、在峰值相位下为最大值的电流，dc/dc转换器6使纹波电流irp从直流电容器5输出。

接下来，说明由控制电路10进行的ac/dc转换器4以及dc/dc转换器6的控制。

图13是示出在控制电路10中生成ac/dc转换器4的选通信号的控制框图。控制电路10在ac/dc转换器4的控制中对从交流电源1输入的电流iac进行控制，以使得相对于交流电源1的电压vac而功率因数为1。进而，选择性地进行直流电容器5的电压控制。

在控制电路10实施将直流电容器5的电压vc1控制为恒定的恒定电压控制的情况下，对直流电压指令值vdc*与检测出的电压vc1的偏差21进行pi控制来计算电流指令振幅22。然后，对电流指令振幅22乘以与交流电源1的电压vac相同相位的正弦波信号sinωt来计算电流指令23。

另一方面，在ac/dc转换器4的控制中，在控制电路10不进行直流电容器5的电压vc1的恒定电压控制而仅实施电流iac的高功率因数控制的情况下，准备电流指令iac*。

切换器25根据有无实施直流电容器5的恒定电压控制，选择电流指令23或者电流指令iac*的任意一方的电流指令26。接下来，对电流指令26与检测出的电流iac的偏差27进行pi控制来计算电压指令值28，将电压指令值28除以直流电容器5的直流电压分量vdc，从而计算占空比29。然后，pwm电路30根据占空比29生成用于ac/dc转换器4的pwm控制的选通信号31。在pwm电路30中，能够任意调整载波频率，另外关于载波，使用三角波或者锯齿波等。

图14是示出在控制电路10中生成向ac/dc转换器4内的各半导体开关元件41a、42a的选通信号g41、g42的控制框图。

选通信号31被分别输入到半导体开关元件41a用的选择器32和半导体开关元件42a用的选择器38。极性判定器33判定交流电源1的电压vac的极性，在电压vac为正的情况下输出为1的信号34，在为负的情况下输出为0的信号34。

选择器32根据来自极性判定器33的信号34，在电压vac为正的情况下选择选通信号31作为选通信号g41，在电压vac为负的情况下选择1、即on信号作为选通信号g41。另外，选择器38根据由反转器36将信号34反转而得到的信号37，选择选通信号31或者1。即，在电压vac为负的情况下选择选通信号31作为选通信号g42，在电压vac为正的情况下选择1、即on信号作为选通信号g42。

这样，控制电路10依照图13所示的控制，生成进行电流iac的高功率因数控制并且根据需要进行直流电容器5的恒定电压控制的占空比29，从而生成向ac/dc转换器4的选通信号31。然后，控制电路10依照图14所示的控制根据交流电源1的电压vac的极性选择半导体开关元件41a、42a的一方，应用选通信号31来控制，并使另一方的元件为on状态。

图15是示出在控制电路10中生成向dc/dc转换器6内的各半导体开关元件61a、62a的选通信号g61、g62的控制框图。

向负载9输出的负载电流il的指令值il*是仅具有直流分量的直流电流指令，图15中表示向负载9供给恒定的直流电流il的恒定电流控制。

如图15所示，振幅计算器50根据指令值il*计算纹波电流峰值50a。

上述式(11)是直流电容器5的纹波电压vc2的减少理论式，使用式(11)来计算纹波电流峰值50a。如果变形根据式(11)得到的上述式(12)，则能够根据直流电容器5的纹波电压vc2的振幅δvdc计算纹波电流峰值(√2)irp。能够使用纹波电压vc2的振幅目标值δvdc*根据以下式(16)计算该(√2)irp的指令值((√2)irp)*，并将((√2)irp)*设为纹波电流峰值50a。在该情况下，纹波电流峰值50a理论上是叠加于直流电容器5的输出电流iout的纹波电流irp的目标峰值。

((√2)irp)*

＝(vac·iac-2ωcdc·vdc·δvdc*)/vdc

＝(vl/vdc)il*-2ωcdc·δvdc*…(16)

此外，也可以使用作为直流电容器5的充放电电流的减少理论式的上述式(14a)计算纹波电流峰值50a。在该情况下，如果变形基于式(14a)的式(15)，则能够根据直流电容器5的充放电电流的振幅δirp计算产生于负载电流il的纹波电流的峰值(√2)ilrp。能够使用直流电容器5的充放电电流的振幅目标值δirp*根据以下式(17)计算该(√2)ilrp的指令值((√2)ilrp)*，将((√2)ilrp)*设为纹波电流峰值50a。在该情况下，纹波电流峰值50a理论上是产生于负载电流il的纹波电流的目标峰值。

((√2)ilrp)*＝il*-(vdc/vl)·δirp*…(17)

对纹波电流峰值50a设置限制值51a。比较器51比较负载电流il的指令值il*与对负载9预先设定的限制值lim，输出较低的值作为限制值51a。用指令值il*进行限制是为了防止向负载9供给的电流瞬时值低于0a以致为不连续模式。对负载9设定的限制值lim是在例如将负载9设想为电池的情况下根据由于交流分量增加引起的电池发热所导致的寿命劣化而规定的值。

通过比较器52比较纹波电流峰值50a与限制值51a，比较器52输出较低的值作为交流电流指令的振幅53。控制电路10将上述式(3)所示的交流电压vac的角频率设为ω，对振幅53乘以由以下式(18)表示的函数p，计算作为交流电流指令的纹波电流指令54。

p＝cos(2ωt-π)…(18)

此外，交流电流指令的振幅53所乘的函数p只要是表示在交流电压vac的过零相位下为最小值、在峰值相位下为最大值的正弦波的函数即可。即，能够使用角频率(2(2n-1)ω)由以下式(19)表示函数p。此外，n是自然数，并且n＝1时，角频率是2ω，函数p为上述式(18)。

即，对振幅53乘以函数p而生成的纹波电流指令54是使相位相对于具有交流电源1的基本频率的2×(2n-1)倍的频率的基本正弦波延迟(π/2)而生成的。

p＝cos(2(2n-1)ωt-π)…(19)

控制电路10通过将计算出的纹波电流指令54与负载电流il的指令值il*相加，生成包含纹波电流的电流指令值55作为dc/dc转换器6的输出电流指令。

接下来，将电流指令值55与检测出的负载电流il进行比较，对偏差56进行pi控制来计算电压指令值57，将电压指令值57除以负载9的直流电压vl，从而计算占空比58。然后，pwm电路59根据占空比58使用载波信号生成向dc/dc转换器6内的半导体开关元件61a的选通信号g61。另外，选通信号g61被反转器60反转而生成向半导体开关元件62a的选通信号g62。

此外，无需对ac/dc转换器4内的半导体开关元件41a、42a设置死区时间(deadtime)，而可以对dc/dc转换器6内的半导体开关元件61a、62a设置死区时间。

另外，在本实施方式中，也可以将半导体开关元件62a控制为总是off。在该情况下，无需设定死区时间。

进而，也可以省略半导体开关元件62a而仅使用二极管62b。

如上所述，在本实施方式中，控制电路10使用将纹波电流指令54叠加于向负载9供给的直流电流指令(指令值il*)而得到的电流指令值55来对dc/dc转换器6进行电流控制，所述纹波电流指令54为交流电源1的2×(2n-1)倍的频率并且在过零相位下为最小值、在峰值相位下为最大值。纹波电流指令54的振幅53根据直流电容器5的纹波电压或者纹波电流(充放电电流)的振幅目标值来决定。

由此，减少直流电容器5的充放电电力，依照上述式(11)减少直流电容器5中的具有交流电源1的2倍频率分量的纹波电压。另外，依照上述式(14a)减少直流电容器5中的具有交流电源1的2倍频率分量的纹波电流。

进而，由于纹波电压的减少，能够减少直流电容器5的必要电容，由于纹波电流的减少，能够减少直流电容器5所需的额定纹波电流。因此，能够实现直流电容器5的小型化以及电力变换装置100的小型化、低成本化。

此外，在上述实施方式1中，使用了半无桥电路方式的ac/dc转换器4，但不限于此。在图16所示的电力变换装置100a中，作为一般的ac/dc转换器，例如使用基于单晶体管型的功率因数改善(pfc)电路的ac/dc转换器4a。ac/dc转换器4a包括桥二极管41b～44b、电抗器12、电流控制用的半导体开关元件45a以及升压二极管46b。半导体开关元件45a被反向并联连接二极管45b。在该情况下，控制电路10a根据所输入的电压电流信息生成选通信号11a(向半导体开关元件45a、61a、62a的选通信号g45、g61、g62)，对ac/dc转换器4a以及dc/dc转换器6进行输出控制。其它结构与上述实施方式1的电力变换装置100相同。在该情况下，通过与上述实施方式1的电力变换装置100相同的控制，也能够得到相同的效果。

另外，图17是示出使用了基于将单晶体管型的功率因数改善(pfc)电路并联连接并使相位移位180°的交错(interleave)方式的ac/dc转换器4b的电力变换装置100b的结构图。如图所示，ac/dc转换器4b包括桥二极管41b～44b和2个单晶体管型pfc电路。第1单晶体管型pfc电路包括电抗器13、电流控制用的半导体开关元件45a以及升压二极管47b。第2单晶体管型pfc电路包括电抗器14、电流控制用的半导体开关元件46a以及升压二极管48b。半导体开关元件45a、46a分别被反向并联连接二极管45b、46b。在该情况下，控制电路10b根据所输入的电压电流信息生成选通信号11b(向半导体开关元件45a、46a、61a、62a的选通信号g45、g46、g61、g62)，对ac/dc转换器4b以及dc/dc转换器6进行输出控制。其它结构与上述实施方式1的电力变换装置100相同。在该情况下，通过与上述实施方式1的电力变换装置100相同的控制，也能够得到相同的效果。

另外，在上述实施方式中，纹波电流指令54的振幅53是根据直流电容器5的纹波电压或者纹波电流(充放电电流)的振幅目标值而决定的，但也能够根据直流电容器5的静电电容目标值而决定。如果变形上述式(12)，则能够根据直流电容器5的静电电容cdc计算纹波电流峰值(√2)irp。即，能够使用静电电容目标值来计算纹波电流峰值的指令值((√2)irp)*，并将该计算值用作图15所示的控制框图中的纹波电流峰值50a。在该情况下，也能够减少直流电容器5的纹波电压、纹波电流而得到相同的效果。

另外，参照上述式(12)、式(15)，在唯一决定出纹波电流峰值(√2)irp、(√2)ilrp时，当直流电容器5的直流电压vdc变化时，直流电容器5的纹波电压、纹波电流(充放电电流)变化。因此，在唯一决定出纹波电流指令54的振幅53时，调整直流电容器5的直流电压vdc，以使得直流电容器5的纹波电压、纹波电流减少。由此，能够减少直流电容器5的纹波电压、纹波电流。

实施方式2.

以下，说明本发明实施方式2的电力变换装置。图18是本发明实施方式2的电力变换装置的概略结构图。

如图18所示，电力变换装置101具备：主电路，用于将交流电源1的交流电力变换为直流电力而输出到负载9a，所述负载9a是电池负载；以及控制电路10c。

主电路具备：ac/dc转换器4c，进行交流电源1的功率因数改善控制，将交流电力变换为直流电力；dc/dc转换器6a，连接于该ac/dc转换器4c的直流侧，进行直流电力的电压变换；以及直流电容器5，连接于ac/dc转换器4c与dc/dc转换器6a之间的直流母线之间。

在本实施方式2中，dc/dc转换器6a由绝缘型dc/dc转换器构成，负载9a由电池构成。而且，根据作为电池电压的负载电压vl的变化，能够改变作为ac/dc转换器4c与dc/dc转换器6a的链接部的直流电容器5的电压vdc，或者从负载9a向交流电源1再生电力。

在该情况下，ac/dc转换器4c具备再生功能，电力变换装置101能够在交流电源1与负载9之间进行双向的电力传输。控制电路10c具备进行功率运行动作的功率运行模式和进行再生动作的再生模式这2种动作模式，控制dc/dc转换器6a和ac/dc转换器4c。

如图18所示，ac/dc转换器4c由全桥电路构成，在交流侧具备限流用的电抗器2、3。ac/dc转换器4c具备半导体开关元件41a～44a，半导体开关元件41a～44a分别由反向并联连接有二极管41b～44b的igbt构成。

在ac/dc转换器4c不具有再生功能的情况下，也可以与上述实施方式1同样地，具有半桥电路方式、单晶体管型的pfc电路、或者交错方式。

dc/dc转换器6a为了进行双向动作，具备第1全桥电路6b、第2全桥电路6c以及连接于第1全桥电路6b与第2全桥电路6c之间的变压器16。第1全桥电路6b具备半导体开关元件61a～64a，半导体开关元件61a～64a分别由反向并联连接有二极管61b～64b的igbt构成。第2全桥电路6c具备半导体开关元件65a～68a，半导体开关元件65a～68a分别由反向并联连接有二极管65b～68b的igbt构成。

此外，半导体开关元件41a～44a、61a～64a、65a～68a除了igbt以外，还可以是在源极、漏极之间内置有二极管的mosfet、晶闸管等半导体开关元件。另外，在使用mosfet的情况下，也可以将内置二极管用作二极管41b～44b、61b～64b、65b～68b。

另外，在dc/dc转换器6a的后级连接有平滑电容器17、平滑电抗器18和平滑电容器19，平滑向负载9a流通的负载电流il。

直流电容器5的p侧端子连接于ac/dc转换器4c的直流输出侧的p端子和dc/dc转换器6a的第1全桥电路6b的直流输入侧的p端子。直流电容器5的n侧端子连接于ac/dc转换器4c的直流输出侧的n端子和dc/dc转换器6a的第1全桥电路6b的直流输入侧的n端子。

直流电容器5具有能量缓冲功能，平滑由ac/dc转换器4c输入的电力与由第1全桥电路6b输出的电力的差分。直流电容器5能够由铝电解电容器、膜电容器、陶瓷电容器、钽电容器、edlc(电双层电容器)等构成。另外，也可以由锂离子电池等电池构成。

另外，分别通过电压传感器(省略图示)检测交流电源1的交流电压vac、直流电容器5的电压vc1、作为平滑电容器8的电压的负载电压vl而输入到控制电路10c。进而，分别通过电流传感器检测交流电源1的交流电流iac、负载电流il而输入到控制电路10c。控制电路10c根据所输入的电压电流信息生成选通信号11c(向半导体开关元件41a～44a、61a～64a、65a～68a的选通信号g41～g44、g61～g64、g65～g68)，对ac/dc转换器4c以及dc/dc转换器6a进行输出控制。

以下，说明这样构成的电力变换装置101的动作。

图19是说明ac/dc转换器4c的动作的图。图中，sw41a～sw44a分别表示半导体开关元件41a～44a的开关状态。

将交流电源1的1个周期设为t。在时刻0～t/2，交流电源1的电压vac为正极性。控制电路10c使半导体开关元件44a为on状态，对半导体开关元件41a、42a进行pwm控制，控制电抗器2、3的激磁以及激磁复位。关于半导体开关元件41a与半导体开关元件42a，on/off处于反转关系，在半导体开关元件41a为on时，半导体开关元件42a为off，在半导体开关元件42a为on时，半导体开关元件41a为off。

在时刻t/2～t，交流电源1的电压vac为负极性。控制电路10c使半导体开关元件42a为on状态，对半导体开关元件43a、44a进行pwm控制，控制电抗器2、3的激磁以及激磁复位。关于半导体开关元件43a与半导体开关元件44a，on/off处于反转关系，在半导体开关元件43a为on时，半导体开关元件44a为off，在半导体开关元件44a为on时，半导体开关元件43a为off。

此外，也可以在半导体开关元件41a和半导体开关元件42a的选通定时以及半导体开关元件43a和半导体开关元件44a的选通定时设置死区时间。

图20～图23是说明ac/dc转换器4c的动作的电流路径图。

在时刻0～t/2，半导体开关元件44a持续on状态，在半导体开关元件42a为on时，输入电流经由电抗器2、3被短路，电抗器2和电抗器3被激磁而正极性上电流增加(图20)。然后，在半导体开关元件42a为off而半导体开关元件41a为on时，电抗器2和电抗器3的激磁被复位，所蓄积的激磁能量被输出到直流电容器5侧。此时，电抗器2、3的电流减少(图21)。

在时刻t/2～t，半导体开关元件42a持续on状态，在半导体开关元件44a为on时，输入电流经由电抗器2、3被短路，电抗器2和电抗器3被激磁而负极性上电流增加(图22)。然后，在半导体开关元件44a为off而半导体开关元件43a为on时，电抗器2和电抗器3的激磁被复位，所蓄积的激磁能量被输出到直流电容器5侧。此时，电抗器2、3的电流减少(图23)。

控制电路10c如上所述对半导体开关元件41a～44a进行on/off控制而对交流电流iac进行高功率因数控制。在从交流电源1向直流电容器5进行电力传输的功率运行动作中，调整图20～图23所示的各动作模式的时间来控制交流电流iac，以使得相对于交流电源1的电压vac而功率因数为1。在从直流电容器5向交流电源1进行电力传输的再生动作中，调整图20～图23所示的各动作模式的时间来控制交流电流iac，以使得相对于交流电源1的电压vac而功率因数为-1。

接下来，说明包括第1全桥电路6b、第2全桥电路6c以及变压器16的dc/dc转换器6a的动作。图24是说明dc/dc转换器6a的功率运行动作的波形图。

在从直流电容器5向负载9a进行电力传输的功率运行动作中，控制电路10c对第1全桥电路6b进行pwm控制，调整向变压器16的电力传输时间ton从而调整传输电力。半导体开关元件61a、64a同时为on的时间、或者半导体开关元件62a、63a同时为on的时间为电力传输时间ton。第2全桥电路6c在功率运行动作中全部为off，以二极管整流模式进行整流。

此外，如图25所示，在第2全桥电路6c中，控制电路10c也可以对半导体开关元件65a～68a进行on/off控制，以同步整流模式进行整流。在该情况下，进行on/off控制，以使得半导体开关元件65a与半导体开关元件61a同步、半导体开关元件66a与半导体开关元件62a同步、半导体开关元件67a与半导体开关元件63a同步、半导体开关元件68a与半导体开关元件64a同步。

图26是说明dc/dc转换器6a的再生动作的波形图。

在从负载9a向直流电容器5进行电力传输的再生动作中，控制电路10c对第2全桥电路6c进行pwm控制，调整向变压器16的电力传输时间ton从而调整传输电力。半导体开关元件65a、68a同时为on的时间、或者半导体开关元件66a、67a同时为on的时间为电力传输时间ton。第1全桥电路6b在再生动作中全部为off，以二极管整流模式进行整流。

此外，如图27所示，在第1全桥电路6b中，控制电路10c也可以对半导体开关元件61a～64a进行on/off控制，以同步整流模式进行整流。在该情况下，进行on/off控制，以使得半导体开关元件61a与半导体开关元件65a同步、半导体开关元件62a与半导体开关元件66a同步、半导体开关元件63a与半导体开关元件67a同步、半导体开关元件64a与半导体开关元件68a同步。

功率运行动作时的直流电容器5的直流电压vdc与负载电压vl的关系式由以下式(20)表示，再生动作时由以下式(21)表示。ton表示图24～图27所示的电力传输时间，ta表示图24～图27所示的开关周期。n1/n2表示变压器16的匝数比，n1是第1全桥电路6b侧的匝数，n2是第2全桥电路6c侧的匝数。

vl＝vdc·(ton/(ta/2))·(n2/n1)…(20)

vdc＝vl·(ton/(ta/2))·(n1/n2)…(21)

在功率运行动作时，用于输出负载电压vl所需的直流电压vdc的下限值vdcmin的条件式为以下式(22)。其中，将负载电压vl的最大值设为vlmax，将电力传输时间ton的最大值设为tonmax。

vdcmin＝vlmax·((ta/2)/tonmax)·(n1/n2)…(22)

直流电容器5的直流电压vdc的上限值根据构成电力变换装置101的电路部件的耐压来决定，直流电容器5的直流电压vdc被设定在该上限值与由上述式(22)决定的下限值vdcmin之间。

然后，与上述实施方式1同样地，控制电路10c通过将作为负载电流il的指令值il*的直流电流指令与作为交流电流指令的纹波电流指令相加，生成包含纹波电流的电流指令值来控制dc/dc转换器6a。

在功率运行动作中，与实施方式1同样地，纹波电流指令是交流电源1的2×(2n-1)倍的频率、并且初始相位设为在过零相位下为最小值、在峰值相位下为最大值的正弦波。另外，根据直流电容器5的纹波电压或者纹波电流(充放电电流)的振幅目标值，纹波电流指令的振幅被决定在负载电流il的指令值il*以下。

由此，与上述实施方式1同样地，使纹波电流irp产生于直流电容器5的输出电流iout，来减少直流电容器5的充放电电力，减少直流电容器5中的具有交流电源1的2倍频率分量的纹波电压、纹波电流(参照图10～图12)。

在再生动作中相加的纹波电流指令是具有交流电源1的2×(2n-1)倍的频率、并且初始相位设为在过零相位下为最大值、在峰值相位下为最小值的正弦波。另外，纹波电流指令的振幅与功率运行动作的情况相同。

在该情况下，能够由以下式(23)表示振幅所乘的函数p。

p＝-cos(2(2n-1)ωt-π)…(23)

即，对振幅乘以函数p而生成的纹波电流指令是保持功率运行动作时的纹波电流指令的振幅以及初始相位并使极性反转而得到的指令。

此外，再生动作中的直流电流指令(指令值il*)是将功率运行动作时的直流电流指令的极性反转而得到的指令。

通过在再生动作中也对dc/dc转换器6a进行控制，以使得交流电流分量(纹波电流)产生于向负载9a输出的电流il，从而使纹波电流irp产生于直流电容器5的输出电流iout。

图28是示出再生动作中的交流电源1的电压vac、电流iac和包含于直流电容器5的输出电流iout的各分量的波形图。直流电容器5的输出电流iout是将纹波电流irp叠加于直流电流分量idc而得到的电流，叠加的纹波电流irp设为具有交流电源1的电压vac的2倍频率的正弦波电流。而且，关于纹波电流irp，初始相位被设定成在交流电源1的过零相位下为最大值、在峰值相位下为最小值。

在将图28所示的交流电源1的电压vac定义为上述式(3)所示，将功率因数被控制为-1的交流电流iac定义为以下式(24)所示时，直流电容器5的纹波电流irp由以下式(25)表示，输出电流iout由以下式(26)表示。其中，将纹波电流irp的有效值设为irp。式(26)所示的再生动作时的输出电流iout为将由上述式(9)表示的功率运行动作时的输出电流iout极性反转而得到的电流。

iac＝-(√2)iac·sinωt…(24)

irp＝(√2)irp·cos(2ωt)…(25)

iout＝-idc+(√2)irp·cos(2ωt)…(26)

图29是以直流电容器5假设仅输出直流电流的情况为比较例而示出再生动作中的直流电容器5的输入输出电流的波形图。在该情况下，直流电容器5的输出电流iouta为直流电流idc。

如图29所示，在交流电源1的过零相位，直流电容器5的输入电流iin大体上为零，所以直流电容器5补偿的充放电电流(iin-iouta)大体上为(-idc)，直流电容器5补偿的充放电电流(iin-iouta)用于充电有剩余，剩余电流流入到直流电容器5而进行充电。反之，在峰值相位，负极性的输入电流iin的绝对值最大，所以直流电容器5负担并补偿充放电电流(iin-iouta)。

在本实施方式中，直流电容器5的输出电流iout是如上所述叠加有纹波电流irp的电流，图30示出表示再生动作中的直流电容器5的输入输出电流的波形图。

如图30所示，在交流电源1的过零相位直流电容器5的输入电流iin大体上为零，与之相匹配而输出电流iout的绝对值变为最小。另外，在峰值相位输入电流iin的绝对值变为最大，与之相匹配而输出电流iout的绝对值变为最大。由此，能够抑制直流电容器5补偿的作为纹波电流的充放电电流(iin-iout)，能够抑制直流电容器5的纹波电压vc2和纹波电流有效值。

在功率运行动作中，与上述实施方式1同样地，依照上述式(11)减少直流电容器5中的具有交流电源1的2倍频率分量的纹波电压vc2。

在再生动作中，由于电流极性反转，所以纹波电压vc2由以下式(27)表示。此外，式(27)是再生动作时的直流电容器5的纹波电压vc2的减少理论式。

vc2＝((-vac·iac+vdc·(√2)irp)/2ωcdc·vdc)·sin(2ωt)…(27)

如上述式(27)所示，在叠加于直流电容器5的输出电流iout的纹波电流irp的峰值(√2)irp增大时，产生于直流电容器5的纹波电压vc2减少。另外，根据上述式(27)用以下式(28)定义纹波电压vc2的振幅δvdc。

δvdc＝((-vac·iac+vdc·(√2)irp)/2ωcdc·vdc)…(28)

另外，在功率运行动作中，与上述实施方式1同样地，依照上述式(14a)，直流电容器5中的作为具有交流电源1的2倍频率分量的纹波电流的充放电电流(iin-iout)减少。

在再生动作中，由于电流极性反转，所以直流电容器5的充放电电流(iin-iout)由以下式(29)来表示。此外，式(29)是再生动作时的直流电容器5的纹波电流(充放电电流)的减少理论式。

iin-iout＝(-idc+(√2)irp)·cos(2ωt-π)

＝(vl/vdc)·(-il*+(√2)ilrp)·cos(2ωt-π)…(29)

如上述式(29)所示，可知直流电容器5的充放电电流(iin-iout)具有交流电源1的电压vac的2倍频率分量。另外，在叠加于输出电流iout的纹波电流irp的峰值(√2)irp、或者产生于负载电流il的纹波电流峰值(√2)ilrp增大时，充放电电流(iin-iout)减少。

根据上述式(29)，在与功率运行动作的情况同样地用上述式(15)定义直流电容器5的充放电电流(iin-iout)的振幅δirp时，能够使用振幅δirp由以下式(30)表示式(29)。

iin-iout＝δirp·(-cos(2ωt-π))…(30)

与上述实施方式1同样地，ac/dc转换器4c以及dc/dc转换器6a的载波频率的电流分量流入到直流电容器5或从直流电容器5流出，实际上用与载波频率分量等其它频率分量的总和来定义直流电容器5的充放电电流。特别地，载波频率是支配性的，大幅高于交流电源1的电源频率，流入到直流电容器5或从直流电容器5流出的载波频率的电流分量不依赖于交流电源1的2倍频率分量而是固定的。因此，在本实施方式中，抑制由式(30)表示的电流分量，纹波电流收敛于载波频率的电流分量。

说明在这样进行功率运行动作和进行再生动作的电力变换装置101中由控制电路10c进行的ac/dc转换器4c以及dc/dc转换器6a的控制。

控制电路10c在ac/dc转换器4c的控制中将交流电源1的输入电流iac的功率因数控制为1或者-1的高功率因数，将直流电容器5的直流电压vdc控制为恒定。另外，控制电路10c在dc/dc转换器6a的控制中将向负载9a传输的传输电流或者来自负载9a的传输电流控制为恒定，进一步抑制直流电容器5的纹波电压以及纹波电流。

图31是示出在控制电路10c中生成ac/dc转换器4c的选通信号的控制框图。

由限制器70按照下限值min限制直流电容器5的直流电压指令值vdc*。使用负载电压vl作为下限值min。对由限制器70生成的直流电容器5的电压指令值70a与检测出的电压vc1的偏差71进行pi控制，计算电流指令振幅72。向选择器73输入功率运行模式或者再生模式的动作模式类别，在功率运行模式中选择sinωt、在再生模式中选择-sinωt作为正弦波信号73a而输出。然后，对电流指令振幅72乘以正弦波信号73a来计算电流指令iac*。

接下来，与上述实施方式1同样地，对电流指令iac*与检测出的电流iac的偏差27进行pi控制来计算电压指令值28，将电压指令值28除以直流电容器5的直流电压分量vdc，从而计算占空比29。然后，pwm电路30根据占空比29生成用于ac/dc转换器4的pwm控制的选通信号31。在pwm电路30中，能够任意调整载波频率，另外关于载波，使用三角波或者锯齿波等。

图32是示出在控制电路10c中生成向ac/dc转换器4c内的各半导体开关元件41a～44a的选通信号g41～g44的控制框图。

选通信号31被分别输入到半导体开关元件41a、42a用的选择器32和半导体开关元件43a、44a用的选择器38。极性判定器33判定交流电源1的电压vac的极性，在电压vac为正的情况下输出为1的信号34，在负的情况下输出为0的信号34。

选择器32根据来自极性判定器33的信号34，在电压vac为正的情况下选择选通信号31作为选通信号g42，在电压vac为负的情况下选择1、即on信号作为选通信号g42。另外，使选通信号g42反转而作为选通信号g41。

选择器38根据由反转器36将信号34反转而得到的信号37，选择选通信号31或者1。即，在电压vac为正的情况下选择选通信号31作为选通信号g44，在电压vac为负的情况下选择1、即on信号作为选通信号g44。另外，使选通信号g44反转而作为选通信号g43。

图33是示出在控制电路10c中生成向dc/dc转换器6a内的各半导体开关元件61a～68a的选通信号g61～g68的控制框图。

向负载9a输出的负载电流il的指令值il*是仅具有直流分量的直流电流指令，在功率运行动作的情况下为正的指令值，在再生动作的情况下为负的指令值。与上述实施方式1同样地，振幅计算器50根据指令值il*计算纹波电流峰值50a。即，使用直流电容器5的纹波电压vc2的减少理论式，能够根据纹波电压vc2的振幅目标值δvdc*基于上述式(16)来计算，将((√2)irp)*作为纹波电流峰值50a。

此外，也可以使用作为直流电容器5的充放电电流的减少理论式的上述式(14a)、式(29)计算纹波电流峰值50a。能够根据直流电容器5的充放电电流的振幅δirp计算产生于负载电流il的纹波电流的峰值(√2)ilrp。能够使用直流电容器5的充放电电流的振幅目标值δirp*根据上述式(17)计算该(√2)ilrp的指令值((√2)ilrp)*，将((√2)ilrp)*作为纹波电流峰值50a。

对纹波电流峰值50a设置限制值51a。比较器51比较负载电流il的指令值il*与对负载9a预先设定的限制值lim，输出较低的值作为限制值51a。用指令值il*进行限制是为了防止向负载9a供给的电流瞬时值低于0a以致为不连续模式。对负载9a设定的限制值lim是根据由于交流分量增加引起的电池(负载9a)发热所导致的寿命劣化而规定的值。

通过比较器52比较纹波电流峰值50a与限制值51a，比较器52输出较低的值作为交流电流指令的振幅53。

向选择器74输入功率运行模式或者再生模式的动作模式类别，将上述式(3)所示的交流电压vac的角频率设为ω，在功率运行模式中选择由上述式(18)表示的函数p、在再生模式中选择由以下式(31)表示的函数p作为正弦波信号74a而输出。对振幅53乘以该正弦波信号74a，计算作为交流电流指令的纹波电流指令54。

p＝-cos(2ωt-π)…(31)

此外，在功率运行模式中，作为交流电流指令的振幅53所乘的正弦波信号74a的函数p只要是表示在交流电压vac的过零相位下为最小值、在峰值相位下为最大值的正弦波的函数即可。另外，在再生模式中，上述函数p只要是表示在交流电压vac的过零相位下为最大值、在峰值相位下为最小值的正弦波的函数即可。

即，使用角频率(2(2n-1)ω)，能够在功率运行模式中使用由上述式(19)表示的函数p，在再生模式中使用由以下式(32)表示的函数p。

p＝-cos(2(2n-1)ωt-π)…(32)

控制电路10c通过将计算出的纹波电流指令54与负载电流il的指令值il*相加，生成包含纹波电流的电流指令值55作为dc/dc转换器6a的输出电流指令。

接下来，将电流指令值55与检测出的负载电流il进行比较，对偏差56进行pi控制来计算电压指令值57，将电压指令值57除以负载9a的直流电压vl，从而计算占空比58。

然后，pwm电路59根据占空比58使用载波信号生成向dc/dc转换器6a的第1全桥电路6b以及第2全桥电路6c的半导体开关元件61a～68a的选通信号g61～g68。

在功率运行模式中，控制电路10c根据占空比58计算半导体开关元件61a、64a的对角导通(on)占空或者半导体开关元件62a、63a的对角导通占空，进行第1全桥电路6b的控制。半导体开关元件61a、62a构成同一支路，以相同的占空比使g61、g62相位反转180°。半导体开关元件63a、64a构成同一支路，以相同的占空比使g63、g64相位反转180°。在该情况下，控制电路10c以同步整流模式与控制第1全桥电路6b的半导体开关元件61a～64a同样地控制第2全桥电路6c的半导体开关元件65a～68a。

因此，pwm电路59根据占空比58和载波生成向半导体开关元件61a、64a的选通信号g61、g64。另外，根据从1减去占空比58而得到的占空比58a和载波，生成向半导体开关元件62a、63a的选通信号g62、g63。而且，向半导体开关元件65a～68a的各选通信号g65～g68分别与选通信号g61～g64相同。

在再生模式中，控制电路10c根据占空比58计算半导体开关元件65a、68a的对角导通占空或者半导体开关元件66a、67a的对角导通占空，进行第2全桥电路6c的控制。半导体开关元件65a、66a构成同一支路，以相同的占空比使g65、g66相位反转180°。半导体开关元件67a、68a构成同一支路，以相同的占空比使g67、g68相位反转180°。在该情况下，控制电路10c以同步整流模式与控制第2全桥电路6c的半导体开关元件65a～68a同样地控制第1全桥电路6b的半导体开关元件61a～64a。

因此，pwm电路59根据占空比58和载波，生成向半导体开关元件65a、68a的选通信号g65、g68。另外，根据从1减去占空比58而得到的占空比58a和载波，生成向半导体开关元件66a、67a的选通信号g66、g67。而且，向半导体开关元件61a～64a的各选通信号g61～g64分别与选通信号g65～g68相同。

此外，在不使用同步整流模式的情况下，在功率运行模式中，使第2全桥电路6c的半导体开关元件65a～68a全部为off，在再生模式中，使第1全桥电路6b的半导体开关元件61a～64a全部为off。

另外，也可以对ac/dc转换器4c内的半导体开关元件41a、42a以及半导体开关元件43a、44a分别设置死区时间。进而，也可以对dc/dc转换器6a内的半导体开关元件61a、62a、半导体开关元件63a、64a、半导体开关元件65a、66a和半导体开关元件67a、68a分别设置死区时间。

如上所述，在本实施方式中，使用利用变压器16的绝缘型的dc/dc转换器6a，并且控制电路10c使用将纹波电流指令54叠加于向负载9a供给的直流电流指令(指令值il*)而得到的电流指令值55来进行dc/dc转换器6a的电流控制，所述纹波电流指令54是交流电源1的2×(2n-1)倍的频率、并且在过零相位下为最小值、在峰值相位下为最大值。由此，与上述实施方式1同样地，能够减少直流电容器5的纹波电压、纹波电流，能够得到相同的效果。

另外，使用电池作为负载9a，所以与马达负载等不同，纹波电流的容许量大，能够可靠性良好地实施使用叠加纹波电流指令54而得到的电流指令值55的控制，并且能够应对于双向的电力传输。

另外，在本实施方式中，将电力变换装置101构成为能够双向传输电力，在再生动作中，将纹波电流指令54的振幅、频率以及初始相位保持为功率运行动作中的状态，使纹波电流指令54以及直流电流指令(指令值il*)的极性从功率运行动作中的状态反转。即，纹波电流指令54设为具有交流电源1的2×(2n-1)倍的频率、并且在过零相位下为最大值、在峰值相位下为最小值的正弦波。由此，在双向动作中，能够减少直流电容器5的纹波电压、纹波电流，能够实现直流电容器5的小型化以及电力变换装置101的小型化、低成本化。

另外，关于功率运行动作与再生动作的切换，在ac/dc转换器4c中，仅通过将在生成电流指令(iac*)时所乘的正弦波信号的极性反转来进行该切换。另外，在dc/dc转换器6a中，仅通过将在生成纹波电流指令54时所乘的正弦波信号的极性反转来进行该切换。这样，能够易于实现功率运行动作与再生动作的切换控制，能够高速且连续地实现负载9a的充电和放电动作。

另外，直流电容器5的电压设定幅度与为电池的负载9a的直流电压vl的变化对应地变动，所以能够根据直流电容器5的电压设定幅度来设定依照上述式(11)减少直流电容器5的纹波电压所需的直流电压vdc的指令值。因此，控制的可靠性提高，能够有效地减少直流电容器5的纹波电压、纹波电流。

实施方式3.

接下来，说明本发明实施方式3的电力变换装置。

在上述实施方式1、2中，将叠加的纹波电流指令54设为正弦波指令，但本实施方式3中，将折叠正弦波而得到的全波整流波形用作纹波电流指令。

电力变换装置的电路结构能够通过上述实施方式1、2中的任意一个来实现，而按照包括功率运行动作和再生动作的双向的动作的上述实施方式2来说明。通过ac/dc转换器4c进行的高功率因数控制与上述实施方式2相同。

图34是示出功率运行动作中的交流电源1的电压vac、电流iac和包含于直流电容器5的输出电流iout的各分量的波形图。以功率因数为1控制电流iac。直流电容器5的输出电流iout是将纹波电流irp叠加于直流电流分量idc而得到的电流，叠加的纹波电流irp是与交流电压vac同步的正弦波的全波整流波形。其中，纹波电流irp被加上基于以下式(33)的偏移量(-q)以使得平均值为0a，而理论式为以下式(34)。该纹波电流irp在交流电源1的过零相位下为最小值、在峰值相位下为最大值。

[数1]

铀1

图35示出表示功率运行动作中的直流电容器5的输入输出电流的波形图。

如图35所示，在交流电源1的过零相位直流电容器5的输入电流iin大致为零，与之相匹配而输出电流iout变为最小值。另外，在峰值相位输入电流iin变为最大值，与之相匹配而输出电流iout变为最大值。由此，能够抑制直流电容器5补偿的作为纹波电流的充放电电流(iin-iout)，能够抑制直流电容器5的纹波电压vc2和纹波电流有效值。

接下来，图36是示出再生动作中的交流电源1的电压vac、电流iac和包含于直流电容器5的输出电流iout的各分量的波形图。以功率因数为-1来控制电流iac。直流电容器5的输出电流iout是将纹波电流irp叠加于直流电流分量idc而得到的电流，叠加的纹波电流irp是将与交流电压vac同步的正弦波的全波整流波形的极性反转而得到的波形。其中，纹波电流irp被加上基于以下式(35)的偏移量(-q)以使得平均值为0a，而理论式为以下式(36)。该纹波电流irp在交流电源1的过零相位下为最大值、在峰值相位下为最小值。

[数2]

数2

图37示出表示再生动作中的直流电容器5的输入输出电流的波形图。

如图37所示，在交流电源1的过零相位直流电容器5的输入电流iin大致为零，与之相匹配而输出电流iout的绝对值变为最小。另外，在峰值相位输入电流iin的绝对值变为最大，与之相匹配而输出电流iout的绝对值变为最大。由此，能够抑制直流电容器5补偿的作为纹波电流的充放电电流(iin-iout)，能够抑制直流电容器5的纹波电压vc2和纹波电流有效值。

此外，在该情况下，也不考虑ac/dc转换器4c以及dc/dc转换器6a的载波频率的电流分量而着眼于交流电源1的2倍频率分量。

图38是示出在本实施方式3的控制电路10c中生成向dc/dc转换器6a内的各半导体开关元件61a～68a的选通信号g61～g68的控制框图。

向负载9a输出的负载电流il的指令值il*是仅具有直流分量的直流电流指令，在功率运行动作的情况下为正的指令值，在再生动作的情况下为负的指令值。与上述实施方式2同样地，振幅计算器50根据指令值il*计算纹波电流峰值50a。比较器52根据纹波电流峰值50a输出振幅53。

向选择器75输入功率运行模式或者再生模式的动作模式类别，在功率运行模式中选择│sin(ωt)│作为正弦波整流信号75a输出，在再生模式中选择-│sin(ωt)│作为正弦波整流信号75a输出。另外，向选择器76输入功率运行模式或者再生模式的动作模式类别，输出与动作模式对应的系数76a，对振幅53乘以系数76a而生成偏移量78。

接下来，控制电路10c将电流指令77与偏移量78相加而计算作为交流电流指令的纹波电流指令77a，所述电流指令77是将正弦波整流信号75a和振幅53相乘而得到的。

控制电路10c通过将计算出的纹波电流指令77a与负载电流il的指令值il*相加，生成包含纹波电流的电流指令值55作为dc/dc转换器6a的输出电流指令。

此后，与上述实施方式2同样地，将电流指令值55与检测出的负载电流il进行比较，对偏差56进行pi控制来计算电压指令值57，将电压指令值57除以负载9a的直流电压vl，从而计算占空比58。

然后，pwm电路59根据占空比58使用载波信号生成向dc/dc转换器6a的第1全桥电路6b以及第2全桥电路6c的半导体开关元件61a～68a的选通信号g61～g68。

在本实施方式中，与上述实施方式1、2同样地，也能够减少直流电容器5的纹波电压、纹波电流，能够实现直流电容器5的小型化以及电力变换装置101的小型化、低成本化。

实施方式4.

接下来，说明本发明实施方式4的电力变换装置。

在上述实施方式3中，将正弦波的全波整流波形用作纹波电流指令，但在本实施方式4中，将三角波用作纹波电流指令。

电力变换装置的电路结构能够通过上述实施方式1、2中的任意一个来实现，而按照包括功率运行动作和再生动作的双向动作的上述实施方式2来说明。通过ac/dc转换器4c进行的高功率因数控制与上述实施方式2相同。

图39是示出功率运行动作中的交流电源1的电压vac、电流iac和包含于直流电容器5的输出电流iout的各分量的波形图。以功率因数为1控制电流iac。直流电容器5的输出电流iout是将纹波电流irp叠加于直流电流分量idc而得到的电流。叠加的纹波电流irp是具有交流电压vac的2倍频率、并且在交流电压vac的过零相位下为最小值、在峰值相位下为最大值的三角波。另外，将纹波电流irp设定成最小值和最大值隔着零点而相等，以使得平均值为0a。

图40示出表示功率运行动作中的直流电容器5的输入输出电流的波形图。

如图40所示，在交流电源1的过零相位直流电容器5的输入电流iin大致为零，与之相匹配而输出电流iout变为最小值。另外，在峰值相位输入电流iin变为最大值，与之相匹配而输出电流iout变为最大值。由此，能够抑制直流电容器5补偿的作为纹波电流的充放电电流(iin-iout)，能够抑制直流电容器5的纹波电压vc2和纹波电流有效值。

接下来，图41是示出再生动作中的交流电源1的电压vac、电流iac和包含于直流电容器5的输出电流iout的各分量的波形图。以功率因数为-1来控制电流iac。直流电容器5的输出电流iout是将纹波电流irp叠加于直流电流分量idc而得到的电流。叠加的纹波电流irp是具有交流电压vac的2倍频率、并且在交流电压vac的过零相位下为最大值、在峰值相位下为最小值的三角波。另外，将纹波电流irp设定成最小值和最大值隔着零点而相等，以使得平均值为0a。

图42示出表示再生动作中的直流电容器5的输入输出电流的波形图。

如图42所示，在交流电源1的过零相位直流电容器5的输入电流iin大致为零，与之相匹配而输出电流iout的绝对值变为最小。另外，在峰值相位输入电流iin的绝对值变为最大，与之相匹配而输出电流iout的绝对值变为最大。由此，能够抑制直流电容器5补偿的作为纹波电流的充放电电流(iin-iout)，能够抑制直流电容器5的纹波电压vc2和纹波电流有效值。

此外，在该情况下，也不考虑ac/dc转换器4c以及dc/dc转换器6a的载波频率的电流分量而着眼于交流电源1的2倍频率分量。

图43是示出在本实施方式4的控制电路10c中生成向dc/dc转换器6a内的各半导体开关元件61a～68a的选通信号g61～g68的控制框图。

向负载9a输出的负载电流il的指令值il*是仅具有直流分量的直流电流指令，在功率运行动作的情况下为正的指令值，在再生动作的情况下为负的指令值。与上述实施方式2同样地，振幅计算器50根据指令值il*计算纹波电流峰值50a。该纹波电流峰值50a在三角波中对应于峰到峰(peak-to-peak)的值。比较器52根据纹波电流峰值50a输出与三角波的峰到峰的值对应的振幅53。

向选择器80输入功率运行模式或者再生模式的动作模式类别，按照与动作模式对应的极性80a选择具有交流电压vac的2倍频率的三角波79，输出在功率运行模式和再生模式中极性反转的三角波信号79a。三角波信号79a在功率运行模式中在交流电压vac的过零相位下为最小值、在峰值相位下为最大值，而在再生模式中是相反的。另外，向选择器81输入功率运行模式或者再生模式的动作模式类别，输出与动作模式对应的系数81a，对振幅53乘以系数81a而生成偏移量82。系数81a在功率运行模式中是0.5，在再生模式中是-0.5。

接下来，对电流指令77减去偏移量82而计算作为交流电流指令的纹波电流指令77a，所述电流指令77是将三角波信号79a和振幅53相乘而得到的。

控制电路10c通过将计算出的纹波电流指令77a与负载电流il的指令值il*相加，生成包含纹波电流的电流指令值55作为dc/dc转换器6a的输出电流指令。

此后，与上述实施方式2同样地，将电流指令值55与检测出的负载电流il进行比较，对偏差56进行pi控制来计算电压指令值57，将电压指令值57除以负载9a的直流电压vl，从而计算占空比58。

然后，pwm电路59根据占空比58使用载波信号生成向dc/dc转换器6a的第1全桥电路6b以及第2全桥电路6c的半导体开关元件61a～68a的选通信号g61～g68。

在本实施方式中，与上述实施方式1、2同样地，也能够减少直流电容器5的纹波电压、纹波电流，能够实现直流电容器5的小型化以及电力变换装置101的小型化、低成本化。

实施方式5.

接下来，说明本发明实施方式5的电力变换装置。

在本实施方式5中，通过与上述实施方式1相同的电路结构，使dc/dc转换器6的占空比固定，调整直流电容器5的作为电压指令的电压指令值vdc*来控制ac/dc转换器4。

图44是示出交流电源1的电压vac、电流iac、直流电容器5的电压指令值vdc*和控制dc/dc转换器6的占空比k的波形图。设为直流电容器5的电压vc1被控制为对与交流电压vac同步的正弦波进行全波整流而得到的电压指令值vdc*。

接下来，说明由控制电路10进行的ac/dc转换器4以及dc/dc转换器6的控制。

图45是示出在本实施方式5的控制电路10中生成ac/dc转换器4的选通信号的控制框图。控制电路10在ac/dc转换器4的控制中对从交流电源1输入的电流iac进行控制，以使得相对于交流电源1的电压vac而功率因数为1。进而，选择性地进行直流电容器5的电压控制。

此外，在本实施方式中，示出直流电容器5的电压vc1被控制为电压指令值vdc*的情况。

设定直流电容器5的直流电压vdc的峰值83，对峰值83乘以对交流电压vac进行全波整流而得到的正弦波|sinωt|而作为直流电容器5的电压指令值vdc*。

控制电路10对电压指令值vdc*与检测出的电压vc1的偏差21进行pi控制来计算电流指令振幅22。然后，对电流指令振幅22乘以与交流电源1的电压vac相同相位的正弦波信号sinωt来计算电流指令23。

在ac/dc转换器4的控制中，在控制电路10不进行直流电容器5的电压vc1的恒定电压控制而仅实施电流iac的高功率因数控制的情况下，准备电流指令iac*。

切换器25根据有无实施直流电容器5的电压控制，选择电流指令23或者电流指令iac*的任意一方的电流指令26。

接下来，与上述实施方式1同样地，控制电路10对电流指令26与检测出的电流iac的偏差27进行pi控制来计算电压指令值28，将电压指令值28除以直流电容器5的直流电压分量vdc，从而计算占空比29。然后，pwm电路30根据占空比29生成用于ac/dc转换器4的pwm控制的选通信号31。

图46是示出生成dc/dc转换器6的选通信号的控制框图。

pwm电路84根据固定的占空比k使用载波信号生成向dc/dc转换器6内的半导体开关元件61a的选通信号g61。另外，由反转器使选通信号g61反转，生成向半导体开关元件62a的选通信号g62。

在本实施方式中，用于ac/dc转换器4的输出控制的直流电容器5的电压指令值vdc*包含交流电压分量，对峰值83乘以对交流电压vac进行全波整流而得到的正弦波|sinωt|来生成该电压指令值vdc*。在该情况下，通过控制直流电容器5的电压，使具有交流电压vac的2倍频率的纹波电压任意产生于直流电容器5。此时，在开关周期内交流电压vac与直流电容器5的电压vc1的电压差显著变小。因此，在开关周期内直流电容器5补偿的电力量被大幅减少，能够减少必要的电容器电容。

因此，能够实现直流电容器5的小型化以及电力变换装置100的小型化、低成本化。

此外，本发明能够在发明的范围内自由组合各实施方式，或者适当变形、省略各实施方式。