作为优选实施方式，下列描述涉及一种用于提取在电力传输线中使用的功率的方法，并且涉及一种用于获得旨在安装在用于电力传输线的支撑结构(具体地，例如，用于中压、高压以及甚高压(mv、hv或hhv)的分布网络的桥塔)上的耗电设备的功率的装置。
然而，本发明应被理解为是可行的并且适用于存在由交流电流穿过至少一个导体的任意系统，电力传输线的参考不受限制。
近年来，已经出现从由电流穿过的导体(具体地，与电力传输线有关)取得用于耗电设备的电功率的需求。
实际上，近年来，由于安全要求以及获得网络(智能网络)内的所测量的电参数的需求，为电分布网络提供电子监控和控制装备的需求已经明显增加。总之，前述控制装备包括能够产生为控制装备供电所需的电力(具体地，电流)的电源模块。
意大利专利it1391387中描述了一种用于获得供应耗电设备的功率的已知装置(以下更简单地使用术语“电源模块”表示)。
wo2010/005324和wo99/26329直观地描述了设计成在由受控的初级电路(primarycircuit，原电路)产生的磁场附近操作的耦合式电力输送系统。wo2010/005324包括在线性模式中使用的电阻式装置(诸如mos晶体管)以限制对负载的电功率，该电阻式装置经受不利的功率耗散并且因此提供低的总系统效率。wo99/26329包括用于限制由直流电流的流动所感应的用于使磁芯饱和的功率的装置，该装置也经受功率耗散并且提供低的总效率。
本发明的目的是提出一种用于获得旨在从由不可控的电流穿过的导体供应耗电设备的功率的方法和装置，使得能够增加并改进对产生并供应至耗电设备的功率(或电流)的控制，同时在不耗散可用功率的情况下保证导体上的额外电流的保护，从而提供高效率。
本发明使用根据权利要求1所述的方法和根据权利要求5所述的装置实现了该目的和其他目的。
作为本说明书的一体部分的独立权利要求中涵盖了本发明的有利实施方式与细节。
具体参考所附附图，下面详细描述中阐述了仅作为非限制性实施例提供的本发明的其他特征和优点，附图中：
-图1是根据本发明的安装在分布网络的桥塔上的电源模块的示例性实施方式的第一正视图；
-图2是图1中的电源模块的示意性立体图；
-图3是电源模块的等效电路图；
-图4a是示出了作为芯部的维度的函数的互感的趋势的曲线图；
-图4b是示出了作为芯部的维度的函数的芯部的自感的趋势的曲线图；
-图4c是示出了作为芯部的维度的函数的芯部的互感与自感之比的趋势的曲线图；
-图5是示出了作为初级电流(primarycurrent，原电流)的函数的产生功率的曲线图；
-图6是根据本发明的配备有电源模块的桥塔的正视图和侧视图；
-图7是磁芯的变型的纵截面；
-图8是芯部的板件的横截面；
-图9是电源模块的转换单元的完整电路图；以及
-图10至图14示出了图9中的电路的部分的细节。
在下面描述中，电力传输线的全部参考应被视为定性地独立于桥塔的形式、导体的数目(单电路或双电路)以及电极的电压。
参考电力传输线的结构逐循序渐进地描述根据本发明的方法和装置(或电源模块)，但其也适用于由交流电流穿过的各个导体。
在图1中，附图标记10表示根据本发明的电源模块的示例性实施方式。电源模块10安装在单电路380kv的电力传输线(整体未示出)的支撑结构(诸如桥塔12)上。
图1仅示出了桥塔12的位于桥塔的对称轴线x-x的一侧上的部分。桥塔12承载中心高架导体电缆14以及第一侧向高架导体电缆16a和第二侧向高架导体电缆16b，图中仅示出第一侧向高架导体电缆。导体电缆14、16a及16b有利地形成三相电分布系统。桥塔12也连接至至少一个高架保护电缆18。
图2是图1中的电源模块的示意性立体图。电源模块10包括具有长度h和直径d的磁芯20，优选地，磁芯包括能够输送通过导体电缆14、16a和16b感应的磁场通量的一部分的一组铁磁性棒。出于简便和清晰的目的，图2仅示出了中心导体电缆14。
芯部20可被定位成远离导体14、16a和16b，或者与导体14、16a和16b间隔一预定距离，优选地，该预定距离对于导体14、16a和16b中的每kv电压为等于1cm(在空中)。
电源模块10包括优选具有n个铜线匝数并围绕磁芯20缠绕的导电螺线管22。如下面详细描述的，导电螺线管22连接至下面详细描述的转换单元24，转换单元24适于将由导体14、16a、16b、由磁芯20以及由螺线管22输送的磁场通量的部分转换成旨在为耗电设备26供电的输出电能(或电流)。
因此，磁芯20和导电螺线管22用作转换装置，该转换装置将由高架导体14、16a、16b感应的磁场通量的一部分转变成为耗电设备26供电的输出电能，而不存在与电力传输线的导体14、16a和16b的任何电接触。
应注意，芯部20与所述导体之间的距离(高达5m)、芯部自身(具有开路磁路)的线性形状、以及控制流入导体中的电流的不可能性使得本捕获系统在从通电电缆捕获磁功率、在整个安全距离内操作中是绝对独特的。
下面给出了根据本发明的电源模块10的操作所基于的物理原理的描述。
出于简便和清晰的目的，下面阐述的考虑因素参考了包括电源模块10与单中心导体14的系统。
因此，承载交流电流的中心导体电缆14代表磁场源，其也被称为初级电流。由初级电流产生的磁场被布置有螺线管22的磁芯20捕获。该螺线管22也称为次级绕组或电路。
次级电路为耗电设备26供电，并且电源模块10的尺寸必须被设定为传输最大实际功率。
磁性材料棒(磁芯20)受两个磁通量(初级通量φps和次级通量φss)的影响，磁性材料棒上缠绕有绕组(螺线管22)并且浸没在由诸如定位在垂直于棒自身的平面中的中心导体14(假设电流线以已知方式无限地延伸)的直线单相导体产生的磁场中。
由流经中心导体14的初级电流ip产生的初级通量φps与次级绕组22的n匝关联，导致初级绕组通量φp等于：
φp＝n*φps(1)
由流经螺线管22的电流产生的次级通量φss与次级绕组22的n匝关联，导致次级绕组通量φs等于：
φs＝n*φss(2)
由从中心导体14流动的初级电流ip产生的且与磁芯20关联的初级绕组通量φp等于：
φp＝m*ip(3)
其中，m是中心导体14与次级绕组22之间的互感系数。
该初级绕组通量φp在次级绕组22的n匝上产生无负载电压v0，该无负载电压等于：
v0＝ω*φp＝ω*m*ip(4)
其中，ω是角频率。
图3示出了转换单元24和耗电设备26的磁芯20的等效电路图。
该电路包括代表无负载电压v0的值ω*m*ip的等效电压发生器28、通过已知方式与次级绕组通量φs关联的值l的感应器30、代表芯部20和螺线管22的总损失的值ri的内部电阻32、代表转换单元24的值c的电容34、以及代表耗电设备26的值rc的负载电阻36。
返回电源模块10的操作所基于的物理原理的描述，通过本身已知的方式暂时忽略磁芯材料的芯部20中的损失和由二次绕组22产生的损失。
这意味着内部电阻32具有零值并且n匝被封闭在仅包括负载电阻36和电容34的电路中，内部电阻32与感应器30处于理想的共振。在这种假设下，无负载电压v0在螺线管22中产生次级电流is，该次级电流等于：
该电流产生与磁芯20紧密耦合的次级绕组通量φs。
初级绕组通量φp和次级绕组通量φs的存在分别产生初级感应bp和次级感应bs，该初级感应和次级感应等于：
其中，s是芯部的截面积并且l是等效电路的感应系数。
磁芯20的总磁化强度bg通过两个感应的合成矢量给出：
在理想的共振条件下，如矢量bp和bs，电流ip与is彼此相位正交。
图4a、图4b和图4c中的曲线图用于分析bp与bs的值(模数)。这些曲线图是发明人出于所述计算之目的考虑定位在与导体相距4米处、具有105的相对磁导率μr、次级绕组上的500匝、并且具有不同的棒长度h和直径d的金属棒而执行的计算结果。能图4a至图4c中的曲线图用于获得m、l的值，并且θ＝m/l。
例如，对于长度h等于4m并且直径等于5cm的棒，θ值为近似0.0002。
如果存在等于初级电流ip的次级电流is，比率bp/bs与θ值(即，0.0002)匹配。
这意味着足以具有等于1a的次级电流is，以获得与由5000a的初级电流ip产生的感应等同的感应。
在电力传输线的操作条件下，初级电流ip通常保持低于1500a，借此磁芯20的磁化作用主要归因于次级电流is(并且因此归因于次级感应bs)。
在负载电阻rc上由导体14、芯部20和螺线管22产生的平均功率pg通过下列公式给出：
假定θ＝m/l，其可被写成：
pg＝ω*ip*bs*n*s*θ(10)
假如δ＝n*s*θ，则给出：
pg＝ω*ip*bs*δ(11)
图4c中的曲线图示出了θ与磁芯20的长度成比例并且与s无关。而且，已知θ与匝数n成反比。
在磁导率μr大于30000的情况下，发明人实施的与上述计算相似的其他计算(其合成曲线图未示出)表明θ还是与棒的相对磁导率μr无关。
上面阐述的表达式示出因数δ与磁芯20的长度成比例且与s成比例，而其相对于n和μr是不变的。
这示出产生功率pg直接受磁芯20的体积的影响，而与n和μr无关(μr>30000)。
在诸如网络频率、芯部20的材料、初级电流ip的值等全部其他条件相同时，分析表达式(9)表明产生功率pg取决于芯部20的体积。这意味着可以根据待供应的功率来制造具有不同重量的芯部。优选地，芯部20的重量应小于100kg。
增加初级电流ip增加了无负载电压v0并且由此还增加了次级电流is(并且因此，次级感应bs)。
如果不施加限制(自由波动操作)，则改变初级电流ip致使产生功率pg根据二次方定律增加：
当无负载电压v0感应出致使磁芯20上的次级饱和感应bss等于磁芯20的材料的饱和值的次级电流is时，磁化作用的这种自由波动操作结束。这在次级饱和电流iss等于下列项时出现：
该次级饱和电流iss在初级饱和电流ips等于下列项时出现：
当已经达到该饱和值时，磁芯20的材料饱和，并且降低其磁导率不再连接初级通量φp以取消感应电压v0，互感m趋于零，并且因此产生功率pg快速减小至零。
图5是示出了作为初级电流ip的函数的产生功率pg的曲线图。
第一曲线a示出了自由波动区域中的趋势。通过两个分支a’和a”的结合给出曲线a。
根据本发明的调零产生功率pg的问题的一种解决方案涉及当次级电流is接近次级饱和电流iss时作用于负载电阻36，以致使次级电流is在比次级饱和电流iss低预定量(例如，1％左右)的施加电流值iss1处停止。当初级电流ip增加时(施加磁化操作)，该施加电流iss1应在此时保持恒定。
图5中的曲线b代表这种条件。通过两个分支a’与b’的结合给出曲线b。
然后，磁芯20处于不饱和磁化状态，并且无负载电压v0能随着初级电流ip的增加而增加，从而致使产生功率线性地增加：
pg＝v0*iss1＝ω*m*ip*iss1(15)
产生功率pg线性地增加，直到由初级电流ip感应的与次级感应bs矢量地相加的初级感应bp使磁芯20饱和。
为了确保磁芯20达到饱和，初级电流ip仍需要达到几千安培的值，由此致使无负载电压v0达到能够损坏转换单元24的值。
为了防止这种问题出现，需要再次控制磁芯20的磁化作用。
如下面更为详细描述的，转换单元24(图2)配备有电压传感器，当检测出施加至耗电设备26的电压(即，下面描述的转换器的输入电压)达到极限值(优选地，由电子部件或由系统的热耗散允许的电压的最大值)时，该电压传感器允许大于施加电流iss1的次级电流is的流动。这致使磁芯20变得饱和，并且施加至耗电设备26的电压降低，并因此产生功率pg(受迫饱和操作)降低。
图5中的曲线c代表这种条件。通过分支a’、b’和c’的结合给出曲线c。
在必须限制功率被传输至耗电设备26并且保护转换单元24免受过载电流(例如，线性短路)的影响的实例中，该操作也是有用的。
电源模块10的操作所基于的物理原理的上述描述考虑了仅通过流经中心电缆14的电流传输至磁芯20的功率pg。
替代地考虑电流在全部三个电缆14、16a和16b上流动，传输至芯部20的功率根据芯部20相对于电缆的相对位置而改变。与上面阐述的情况相比，为了增加传输至芯部20的功率，芯部20(并且因此，电源模块10)被定位在桥塔12的点处，使得电缆14、16a和16b中的一个被定位在芯部10的右侧并且其他两个电缆被定位在芯部20的左侧。
以这种方式，将由定位在芯部20的右侧的电缆产生的磁通量添加到由定位在芯部20的左侧的电缆产生的磁通量的合成矢量中。
下面通过实例方式考虑了图6，其示出了定位有电源模块10的桥塔12(在这种情况下，150kv桥塔)的两个示图。
图6a从正面示出了桥塔12(即，与图1中的380kv桥塔的电缆14、16a和16b对应的导体电缆38、40和42垂直于图中的平面)。
图6b从侧面示出了桥塔12(即，与图1中的380kv桥塔的电缆14、16a和16b对应的导体电缆38、40和42平行于图中的平面)。
如图6所示，与存在仅一个导体40的情况相比较，芯部20相对于三个导体电缆38、40和42的定位导致产生功率pg的近似60％的增加。
图6b还示出了用于支撑电源模块10的悬置和锚定装置44。这些悬置和锚定装置44可以由磁性或非磁性材料制成。此处(以及下面)阐述的全部考虑因素适用于将电源模块10与桥塔12磁性地隔离的非磁性悬置和锚定装置44的使用。如果使用磁悬置和锚定装置44，前述考虑因素也是有效的。在这种情况下，锚定装置44和桥塔12两者应被视为电源模块10的局部部分(具体地，芯部20的一部分)。
在本发明的变型中，为了增加产生功率pg，使用具有(从芯部20的中心朝向端部)逐渐且对称地变小的壁截面积s的管状芯部20，使得次级感应bs沿着芯部的整个纵轴线是恒定的。
这提供了这样的芯部，该芯部供应对于相同重量的芯部而更大的产生功率pg或以更轻的芯部供应相同的产生功率pg。
图7是根据该变型的芯部20的纵截面。
如之前提及的，在电源模块10的操作所基于的物理原理上给出的描述忽略了芯部20的磁性材料的损失以及由次级绕组22引起的损失。
通过考虑这种损失(并且因此参考图3，内部电阻32等于ri大于零)，能够看出供应至负载pu的实际功率等于：
pu＝pg-pp(16)
其中，pg是产生功率并且pp是损失功率。
该损失功率pp通过芯部20中的磁滞现象损失和涡电流损失之和并且通过次级绕组22的金属中的耗散而给出。
电源模块10在所施加的磁化操作中的操作的分析示出了次级绕组22的金属中的损失与所施加的电流iss1关联并且因此是恒定的。
类似地，由磁滞现象或涡电流引起的芯部20中的损失是次级感应bs的函数，次级感应进而取决于所施加的电流iss1。
因为所施加的电流iss1是恒定的，所以次级感应bs也是恒定的，并且因此芯部20中的损失也是恒定的。
前述内容导致的结论是，在所施加的磁化操作中，损失功率pp是恒定的，电源模块10的效率随着初级电流ip(并因此，产生功率pg)的增加而增加。
为了最小化损失功率pg，并且具体地，为了减少芯部20的磁滞现象和涡电流分量，使用下列解决方案：
-使得纳米晶体或非晶形的薄带磁性材料的芯部20的厚度优选为低于30μm、宽度优选为低于2cm并且每kg的损失优选为低于0.1w；
-将芯部20设计成具有中空段(见图8)，该中空段通过沿着芯部的竖直轴线定位磁性材料的带并将其相对于通量的径向分量横向地布置(诸如，呈现通量的最小可能表面积)而获得；
-将芯部设计成具有细长形式。
图4a和图4b以及表达式4和9得出的结论是，为了实现高的无负载电压v0并因此获得低的损失，必须具有芯部的长度与芯部的直径之间的高的比率(优选为大于20)。
为了在以若干安培的电平保持可传输至耗电设备26的电流的同时实现高能量存储能力(为了能够在转换单元24内使用标准的电子部件)，磁芯20需要具有优选等于2亨利的感应系数。
为了能够进行正确的纯电阻式阻抗匹配(即，通过纯负载电阻36示出耗电设备26)，必须取消这种高的感应系数。
磁芯20以及悬置和锚定装置44两者中的参数与几何形状变化要求在转换单元24内(并且如下面更好地描述的)包括监测装置(下面描述的命令和控制电路)来控制功率的传输。根据供应至耗电设备26的电流执行该控制。
下面参考图9以及下列等等更详细地描述了转换单元24。
图9示出了根据本发明的电源模块10的转换单元24的电路图。
如所述图中所示，除转换单元24之外，存在磁芯20和耗电设备26。
转换单元24是包括可变电容块46、过压保护模块48、整流器50、平流电容52、dc/dc转换器54、蓄电池电压表56、蓄电池58以及命令和控制电路60的电路。
下面参考图10以及下列等等描述了图9中的电路的不同部分，从所述部分的简化型式开始并且逐渐添加达到图9中所示的最终配置所需的不同元件。为了限定转换单元24整体上如何工作，还描述了所述部分的操作。
图10示出了图9中的电路的第一部分。
如上面讨论的，磁芯20具有必须通过转换单元24的容抗取消的感应反应部分，使得电路的总阻抗仅由各个部件的损失电阻表示。出于此目的，存在可变电容块46(下面更为详细描述的)并且可变电容块通过第一连接支路150连接至螺线管22。
如上所述，中心导体14(图中未示出)中的初级电流ip的存在产生次级电流is，该次级电流是流经第一连接支路150的交流电流。
交流电压vac与次级电流is相关联。
可变电容块46经由第一连接支路150连接至整流器50，该整流器进而经由第二连接支路152连接至螺线管22。
在通过导体14、磁芯20以及螺线管22产生的整流器50的端子处存在的功率(上面讨论的产生功率pg)增加，直至次级电流is达到次级饱和电流iss，然后，如果次级电流is进一步增加，则该功率pg几乎降至零。
通过下式给出在整流器50的输入处的产生功率pg：
并且该产生功率通过整流器50(如下面更为详细地描述的，通过转换器54)(具有较小的整流和转换损失)转变成所供应的输出功率：
pu＝vdc*idc(18)
其中，vdc是在耗电设备26的端子处存在的直流电压(或者如下面更为详细地描述的，存在于dc/dc转换器54的输入处并且如下面示出地处理)，并且idc是流经第三连接支路154的直流电流，该第三连接支路将整流器50接合至耗电设备26。
假定次级电流is是正弦曲线，该次级电流的均方根值与直流电流idc的值匹配，并且因此控制直流电流的值使得能够控制次级电流is。
布置成与整流器50并联的平流电容52用于减少输出至整流器50中的电压的波纹。
图11示出了图10中的电路的相同部分，其中添加了一些部件，具体地为dc/dc转换器54和蓄电池58。
直流电流idc在达到耗电设备26之前进入转换器54。转换器54包括电流换能器62，该电流换能器被设计成接收直流电流idc并且将直流电流转换成比较电压vidc。
作为前述的替代方案，次级电流is通过已知的换能器而直接转换成比较电压vidc或者通过放置在磁芯20中并产生与vidc匹配的比较电压vbdc的已知磁场换能器来控制。
通过误差放大器64将比较电压vidc与基准电压vref进行比较，所述误差放大器64产生被输入至pwm模块66中的比较电流iref。所述pwm模块66通过已知方式在反馈回路中与误差放大器64连接并且能够产生输出电流idc1。因此，pwm模块66由于具有放大器64的反馈回路而保持输出电流idc1恒定。
通过以已知方式改变基准电压vref，能够限定输出电流idc1的电平，在该电平下将从磁芯20中取得能量。
转换器54将从磁芯20取得的能量转变成待存储在蓄电池58中的能量。因此，转换器54使用取决于从磁芯20获得的功率的恒定电流(直流电流idc)和可变电压(直流电压vdc)作为输入并且将所述功率(效率更低)转变成施加在蓄电池58上的恒定电压以及供应至耗电设备26的可变电流idc1。
图12示出了图11中的电路的一部分，其中，部件已经被添加到转换器54。
与第二分频电阻r2串联的第一分频电阻r1放置在放大器64的非反相支柱上，所述电阻r1和r2被布置成与平流电容52并联，并且第一齐纳二极管(zenerdiode，稳压二极管)68被布置成与第二分频电阻r2并联。基准电压vref通过在平流电容52的端子处将直流电压vdc施加至转换器54的分频器而获得。
通过改变分频比：
能够控制转换器54的电阻值。
在线性操作中，当耗电设备26的电阻等于转换单元24的损失电阻时，发生从磁芯20至耗电设备26的最大功率传输。从磁芯20传输至耗电设备26的产生功率pg二次方地增加，直至次级电流is接近于与转换器54的输入电压(直流电压vdc)对应的次级饱和电流iss，该电压等于：
vswitch＝idc*r(20)
当转换器54的输入达到电压vswitch时，齐纳二极管68变为导电，直流电流idc(并因此，输出电流idc1)可以不再增加，并因此产生功率pg开始随着初级电流ip的增加而线性地增加。
当直流电压vswitch等于基准饱和电压vref时，转换器54是饱和的并且因此，当初级电流ip增加时，次级电流is(并因此，还有相关的直流电流idc和输出电流idc1)保持在次级饱和电流iss的值处被阻塞。
因此，为了确保转换单元24的正确操作，将vref设定成作为小于饱和电压vswitch的预定量(例如，1％)的值，使得输出电流idc1保持等于与所施加的电流值iss1相关联的阈值(即，假设次级电流is等于所施加的电流iss1，因此假定如上所述的次级电流is与输出电流idc1关联，该输出电流必须保持等于阈值，使得相关联的次级电流is等于所施加的电流iss1)。
可替代地，可以使用定位在磁芯20中的已知磁场换能器来控制输出电流idc1。
如上面指定的，通过产生功率pg与损失之间的差值给出达到耗电设备26的供应功率pu。
图13示出了图12中的电路的相同部分，其中，已将更多的部件添加到转换器54。
具体地，已将第三电阻r3添加到放大器74的非反相支柱，并且第四电阻r4和与第四电阻r4串联布置的第二齐纳二极管70被连接在放大器64的非反相端子与位于放大器64的非反相支柱上(第一电阻r1与电流换能器62之间)的连接点72之间。
第二齐纳二极管70、第三电阻r3和第四电阻r4一起形成16页上提及的电压传感器。
产生功率pg随着初级电流的变化而线性地增加，高达最大许用值，该最大许用值等于：
pmax＝isat*vmax(21)
其中，vmax是等于第二齐纳二极管70的导电状态电压的直流电压vdc。因此，当达到该导电状态电压vmax时，第二齐纳二极管70变为导电，并且通过由第三电阻r3和第四电阻r4形成的电阻分频器而增加直流电流idc(并且因此，增加输出电流idc1)。这致使次级电流is由此增加，直至该次级电超过次级饱和电流iss的值。
因此，产生功率pg减小并且电压vdc的增加停止。
图14示出了与图13中的电路的相同的部分，其中，在放大器64的非反相支柱上添加了开关74，如果希望取消供应至耗电设备的功率(例如，当蓄电池58达到最大存储电压时)，该开关被设计成通过命令和控制电路60而打开(由此调零基准电压vref)。
作为前述内容的替代方案，转换单元24输出交流电流iac(代替直流电流idc)，然后，交流电流通过已知方式被转换成待供应至耗电设备26的直流电流。在这种情况下，转换单元不包括整流器50。
返回图9，可变电容块46有利地包括固定电容46a、调整电容46b以及可变控制电容46c，所述电容通过命令和控制电路60以已知方式来控制，以修改块46的总电容值，以便取消螺线管22的反应部分。调整电容46b能通过开关76被断开连接、被命令和控制电路60控制，使得系统整体上不共振，以便取消至转换单元24的功率分布。
还存在由命令和控制电路60控制(用于将电容块46连接至第一连接支路150)的开关78，以便开始功率转换。在出现故障情况下，通过过压保护模块48来控制第三开关80，以便使次级电流is短路来防止在耗电设备26上产生功率。可替代地，通过命令和控制电路60来驱动开关80。
自然地，尽管提出了本发明的原理，但在由此不脱离所附权利要求限定的本发明的范围的情况下，从仅通过非限制性实施例提供的描述和示出中可以明显地改变实施方式和实现方式细节。