技术领域本发明涉及一种DC-DC变换器，更具体的说，涉及一种双RCD箝位的双管正激变换器。
背景技术：
正激式DC/DC变换器因输入输出电气隔离、电压升降范围宽、易于多路输出、适用于中小功率电源变换场合等特点，而得到了广泛的采用。单开关管DC-DC变换电路具有结构简单、低成本的优点。但是，由于开关管要承受过大的开关应力，所以故障易发稳定性不高。普通双管DC-DC变换电路与单管相比，单位开关管电压应力下降了一半。但是，PWM占空比不能超过50％，不能满足开关电源在高输入轻载工况下的调压需求。为解决上述问题，顾亦磊，顾晓明等在《中国电机工程学报》上公开了论文《一种新颖的宽范围双管正激型DC/DC变换器》，其提出的双管正激型DC/DC变换器可以将占空比提高到57％左右，但该电路在低输入电压、重载情况下将不能进一步提高占空比获得稳定输出，且两开关管开关应力不同，第一主开关管关管时应力高于第二主开关管，而若选用同型号，则易造成第一主开关管过压烧毁或第二主开关管开关性能不能有效发挥等不足。中国专利申请号200410016336.3，申请日为2004年2月13日，发明创造名称为：电阻、电容、二极管复位双管正激变换器；该申请案包括直流电源，变压器，两个主开关，第一主开关的漏极与电源的正极相连，第二复位支路是个二极管，或第一复位支路是个二极管，第二复位支路是由电阻和电容并联后再与二极管串联的电路，或两个复位支路均是由电阻和电容并联，源极与变压器原边的一端相连，第二主开关的源极与电源的负极相连，漏极与变压器原边绕组的另一端相连，变压器的副边与整流电路相连。在电源的正极和第二主开关漏极间接有第一复位支路，在电源的负极和第一主开关源极间接有第二复位支路，其中，第一复位支路是由电阻和电容并联后再与二极管串联的电路。该申请案主开关的电压应力低，占空比可大于50，电阻损耗低。但该申请案的开关管在低输入电压重载和高输入电压轻载两种极端不利条件时开关管开关应力不同，即该申请案在较恶劣的环境下使用时易出现开关管过压烧毁或开关性能不能有效发挥的问题，仍需进一步改进。
技术实现要素：
1.发明要解决的技术问题本发明鉴于传统单管和双管DC-DC变换电路分别存在高开关应力与低占空比的不足，提出了一种双RCD箝位的双管正激变换器；本发明使用双RCD箝位电路，能保证输入在较宽范围变化，尤其是低输入重载时，可以进一步提高占空比得到稳定输出；试验表明，本发明可将最大可调占空比由普通双管时的0.5提升至0.8左右，且最大开关应力较单管有大幅下降，同时具有开关应力低和高可调占空比的优点。2.技术方案为达到上述目的，本发明提供的技术方案为：本发明的一种双RCD箝位的双管正激变换器，包括直流电源Vs，变压器T1、T2，开关管M1、M2，开关管M1的漏极与直流电源Vs的正极相连，开关管M1的源极分别与变压器T1第一副边绕组的异名端、变压器T2原边绕组的同名端相连，开关管M1的栅极与变压器T1第一副边绕组的同名端相连；开关管M2的源极分别与直流电源Vs的负极、变压器T1第二副边绕组的异名端相连，开关管M2的漏极与变压器T2原边绕组的异名端相连，开关管M2的栅极与变压器T1第二副边绕组的同名端相连；在开关管M1的漏极与变压器T2原边绕组的异名端的接点间有第一RCD箝位电路，所述的第一RCD箝位电路由复位电阻R1和箝位电容C1并联后再与二极管D1串联而成，二极管D1的正极接于变压器T2原边绕组的异名端；在开关管M2的源极与变压器T2原边绕组的同名端的接点间有第二RCD箝位电路，所述的第二RCD箝位电路由复位电阻R2和箝位电容C2并联后再与二极管D2串联而成，二极管D2的负极接于变压器T2原边绕组的同名端；变压器T2的副边绕组与整流电路相连，整流电路与变压器T1的原边绕组之间设有隔离与PWM控制电路。更进一步地，所述的整流电路包括二极管D3、D4，电感L1，电容C3和电阻RL1，二极管D3的正极与变压器T2副边绕组的同名端相连，二极管D3、电感L1和电阻RL1依次串联，电阻RL1的另一端与变压器T2副边绕组的异名端相连，电容C3并联于电阻RL1两端，二极管D4的正极与变压器T2副边绕组的异名端相连，二极管D4的负极与二极管D3的负极相连。更进一步地，所述的隔离与PWM控制电路包括一光电藕合电路和PWM控制器，所述的PWM控制器采用FPGA作为控制内核。更进一步地，所述的第一RCD箝位电路、第二RCD箝位电路的电路参数相同。更进一步地，第一RCD箝位电路、第二RCD箝位电路中箝位电容的最大充电电压值VC_max：VC_max＝K×VDSS-Vs_max式中，VDSS为开关管的最大耐压，Vs_max为最大输入电压，K为安全系数，K＜1。更进一步地，所述安全系数K的取值为0.7～0.9。更进一步地，第一RCD箝位电路、第二RCD箝位电路中箝位电容值C：C=LpIc22Vc2-2VcVf]]>式中，Lp为变压器T2的原边电感量，Ic为开关管关断时箝位电容的初始充电电流值，Vc为箝位电容电压，Vf为开关管关断时变压器T2副边对原边的反馈电压。更进一步地，第一RCD箝位电路、第二RCD箝位电路中复位电阻R：R=1fC]]>式中，f为双管正激变换器的开关频率，C为箝位电容值。更进一步地，所述的开关管M1、M2均选用型号为IPB50R299CP的开关管。更进一步地，所述的二极管D3选用型号为1N4007的二极管，二极管D4选用型号为MUR1020的二极管。3.有益效果采用本发明提供的技术方案，与已有的公知技术相比，具有如下显著效果：(1)本发明的一种双RCD箝位的双管正激变换器，在主电路中设置了第一RCD箝位电路和第二RCD箝位电路，且两RCD箝位电路的电路参数相同，能保证输入在较宽范围变化，尤其是低输入重载时，可以进一步提高占空比得到稳定输出；试验表明，本发明可将最大可调占空比由普通双管时的0.5提升至0.8左右，且最大开关应力较单管有大幅下降，同时具有开关应力低和高可调占空比的优点；(2)本发明的一种双RCD箝位的双管正激变换器，鉴于高频双管正激变换器占空比调节对实时性要求非常高，普通微控制器软件编程的方法使算法输出延时会引起控制系统振荡和误差较大，在隔离与PWM控制电路中采用FPGA作为控制内核用硬件编程的方法实现PID控制，完成占空比的实时调节，占空比最小可调时间单位为0.1微秒，可以提高系统在输入波动和负载变化时快速反应能力，使输出精确同时稳定；(3)本发明的一种双RCD箝位的双管正激变换器，通过长期的试验研究和理论分析，对RCD箝位电路中的最大充电电压值VC_max、箝位电容值C、复位电阻R进行了优化，可以使两开关管在低输入重载和高输入轻载两种恶劣工况下开关应力达到基本均衡，有利于开关管性能发挥，且最大可调占空比大大提升。附图说明图1为本发明的双管正激变换器总体电路图；图2中的(a)为双管正激变换器断续工作时波形图；图2中(b)为双管正激变换器连续工作时波形图；图3中的(a)为t0～t2时段参与工作的器件图；图3中的(b)为t2～t4时段参与工作的器件图；图3中的(c)为t4时刻参与工作的器件图；图3中的(d)为t4～t6时段参与工作的器件图；图3中的(e)为t6～t7时段参与工作的器件图；图4中的(a)为输入电压为250V时Vmg和Vo的波形图；图4中的(b)为输入电压为100V时Vmg和Vo的波形图；图4中的(c)为输入电压为250V时Vt和Vc1的波形图；图4中的(d)为输入电压为100V时Vt和Vc1的波形图；图4中的(e)为输入电压为250V时IL1和ID1的波形图；图4中的(f)为输入电压为100V时IL1和ID1的波形图。具体实施方式为进一步了解本发明的内容，结合附图和实施例对本发明作详细描述。实施例1结合图1，本实施例的一种双RCD箝位的双管正激变换器，包括直流电源Vs，变压器T1、T2，开关管M1、M2，开关管M1的漏极与直流电源Vs的正极相连，开关管M1的源极分别与变压器T1第一副边绕组的异名端、变压器T2原边绕组的同名端相连，开关管M1的栅极与变压器T1第一副边绕组的同名端相连；开关管M2的源极分别与直流电源Vs的负极、变压器T1第二副边绕组的异名端相连，开关管M2的漏极与变压器T2原边绕组的异名端相连，开关管M2的栅极与变压器T1第二副边绕组的同名端相连；在开关管M1的漏极与变压器T2原边绕组的异名端的接点间有第一RCD箝位电路，所述的第一RCD箝位电路由复位电阻R1和箝位电容C1并联后再与二极管D1串联而成，二极管D1的正极接于变压器T2原边绕组的异名端；在开关管M2的源极与变压器T2原边绕组的同名端的接点间有第二RCD箝位电路，所述的第二RCD箝位电路由复位电阻R2和箝位电容C2并联后再与二极管D2串联而成，二极管D2的负极接于变压器T2原边绕组的同名端。变压器T2的副边绕组与整流电路相连，整流电路包括二极管D3、D4，电感L1，电容C3和电阻RL1，二极管D3的正极与变压器T2副边绕组的同名端相连，二极管D3、电感L1和电阻RL1依次串联，电阻RL1的另一端与变压器T2副边绕组的异名端相连，电容C3并联于电阻RL1两端，二极管D4的正极与变压器T2副边绕组的异名端相连，二极管D4的负极与二极管D3的负极相连。整流电路与变压器T1的原边绕组之间设有隔离与PWM控制电路。所述的隔离与PWM控制电路包括一光电藕合电路和一PWM控制器，光电藕合电路实现主电路与控制电路的安全隔离。因高频双管正激变换器占空比调节对实时性要求非常高，普通微控制器软件编程的方法使算法输出延时会引起控制系统振荡和误差较大。本实施例采用FPGA作为控制内核，用硬件编程的方法实现PID控制，完成占空比的实时调节，占空比最小可调时间单位为0.1微秒，可以提高系统在输入波动和负载变化时快速反应能力，使输出精确同时稳定。为简化驱动电路，本实施例使用具有两个完全相同的次级绕组的变压器T1来保证开关管M1和M2同时通断，同时可简化开关管驱动电路、节约产品成本。因为两RCD箝位电路所使用元器件相同，为简化计算，假设Vc1＝Vc2＝Vc。电路在断续(DCM)和连续(CCM)模式时波形分别如图2中的(a)，(b)所示，图2中各电压电流的含义及参考方向已在图1中做了具体规定。在一个PWM周期内，DCM工作模式包含7个工作时段；而CCM只包含5个，少了最后2个时段。DCM模式下具体分析如下：1)t0～t1时段：开关管M1和M2由断到通，此变化过程很快，所以该状态时间很短。开关管漏极D和源极S上的电压由0.5倍Vs下降到0，该压降转移至变压器T2原边。此时二极管D1、D2、D4截止，箝位电容C1、C2分别通过复位电阻R1、R2放电。二极管D3由断到通，电感L1的电流IL1由0缓慢增加，电阻RL1(即负载)主要依靠电容C3供电，到t1时刻，开关管M1、M2已完全导通。2)t1～t2时段：开关管M1和M2导通，励磁电流It逐渐增大，变压器T2原边电压Vt等于输入电压Vs；二极管D3导通，变压器T2副边给电感L1、电容C3充电蓄能同时给负载RL1供电，其它元件状态与t0～t1相同。此状态为正激过程，将能量由电源传递到负载同时给蓄能元件充电，t0～t2时段参与工作的器件如图3中的(a)所示。3)t2～t3时段：开关管M1和M2由通到断，Vt逐渐减小，It变化趋势由增大变为减小，使变压器T2副边感应电动势反向，二极管D3因承受反压立即截止，副边电流突变为0，因为It为副边电流的1/n(n为变压器T2原副边匝数比)，所以It瞬间跌落到0。二极管D3截止后，电感L1经二极管D4续流。4)t3～t4时段：由于在t3时刻It突变为0，根据电感电压与电流的关系此时会产生一个较大的感生电动势与Vs方向相反，在t4时刻达到与Vs幅值相等，t2～t4时段参与工作的器件如图3中的(b)所示。5)t4～t5时段：Vt继续沿负向变化，当幅值超过Vs后，二极管D1、D2承受正向压降而导通，由于箝位电容C1、C2电压Vc1、Vc2此时接近0，所以It瞬间增大，形成一个较大的充电电流，t4时刻工作的器件如图3中的(c)所示。随后，It继续对箝位电容C1、C2充电，并将多余能量回馈电源。随着电容两端电压不断上升，复位电阻R1和R2上的电流不断增加，而It缓慢变小，到t5时刻Vt达到负向最大幅值，对箝位电容C1、C2充电结束。6)t5～t6时段：Vt继续沿正向缓慢增加，It继续通过原来的路径续流，箝位电容C1、C2分别通过复位电阻R1和R2放电。IL1继续减至0，二极管D3截止。t6时刻，Vt增加至与-Vs相等，二极管D1、D2截止，该时段结束。t4～t6时段工作的器件如图3中的(d)所示。7)t6～t7时段：箝位电容C1、C2继续通过复位电阻R1和R2放电，电容C3继续为负载RL1供电，t6～t7时段工作的器件如图3中的(e)所示。。在工作过程中变压器T2必须满足伏秒平衡式：VsD≤(Vs+2Vc)(1-D)变换可得则占空比最大值计算表达式为：Dmax=(Vs+2Vc)(2Vs+2Vc)]]>显然，只要Vc大于零，则可得到Dmax大于50％。本实施例在主电路中设置双RCD箝位电路，能保证输入在较宽范围变化，尤其是低输入重载时，可以进一步提高占空比得到稳定输出。发明人指出，通常情况下，双管正激电路中两个开关管参数相同，为均衡开关管开关应力，两个RCD箝位电路参数也应尽可能一致。此外，为使开关管在低输入电压重载和高输入电压轻载两种极端不利条件时开关管开关应力尽可能接近，发明人通过长期的试验研究和理论分析，对RCD箝位电路中的最大充电电压值VC_max、箝位电容值C、复位电阻R进行了优化，RCD箝位电路参数如下：第一RCD箝位电路、第二RCD箝位电路中箝位电容的最大充电电压值VC_max：VC_max＝K×VDSS-Vs_max式中，VDSS为开关管的最大耐压，Vs_max为最大输入电压(即直流电源Vs的最大电压值)，K为安全系数，K＜1，其中安全系数K的取值为0.7～0.9较佳，当工作条件恶劣安全系数要求高时取0.7。第一RCD箝位电路、第二RCD箝位电路中箝位电容值C：C=LpIc22Vc2-2VcVf]]>式中，Lp为变压器T2的原边电感量，Ic为稳态下开关管关断时箝位电容的初始充电电流值，即箝位电容的t4时刻充电电流值，Vc为箝位电容电压，Vf为开关管关断时变压器T2副边对原边的反馈电压。第一RCD箝位电路、第二RCD箝位电路中复位电阻R：R=1fC]]>式中，f为双管正激变换器的开关频率，C为箝位电容值。通过上述公式确定RCD箝位电路参数后，可以使两开关管在低输入重载和高输入轻载两种恶劣工况下开关应力达到基本均衡，有利于开关管性能发挥，且最大可调占空比大大提升。为验证实际工作性能，制作了一台输入100V～250V直流电源输出24V/10A的直流双管正激变换器样机，其主要参数如下：开关频率f取60KHz，两个开关管M1和M2选用IPB50R299CP，二极管D3选用1N4007，二极管D4使用超快恢复二极管MUR1020，变压器T2变比n＝50:10，原边电感为470μH，副边电感为95μH，箝位电容C1和C2均为47nF，复位电阻R1和R2均取47Ω，电感L1取47μH，电容C3为470μF。图4中的(a)、(c)、(e)是输入电压250V，输出电流2A，即高输入电压轻载时的波形，此时占空比D为13％左右，电感L1中电流有1/3左右的时间为0，为DCM模式。箝位电容C1、C2最高工作电压仅为6V左右。双RCD箝位相对于传统D箝位而言，开关管应力增加率约为4.6％，单管最高应力为130V左右。图4中的(b)、(d)、(f)是输入电压100V，输出电流10A，即低输入电压重载时的波形，此时占空比D为76％左右，电感L1中电流均大于7.5A，为CCM模式，箝位电容C1、C2最高工作电压提升至93V左右。双RCD箝位相对于传统D箝位而言，开关管应力增加率约为186％，单管最高应力为143V。高输入轻载与低输入重载相比单管应力增加率为10％。两种模式中单管最高应力较为平衡，对开关管开关指标最佳性能发挥较为有利。而对于单管正激变换器，为简化分析，忽略因原边过大电流变化率而引起过电压，即使在以上理想情况下，单管最大开关应力应为250V。因此，相对于单管而言本实施例能将单管最大开关应力减少42％左右。通过以上分析可知，双RCD箝位电路可扩展传统双管正激变换器最大可调占空比近三十个百分点，同时具有低电压应力的优点。该方案可为设计宽输入范围的开关电源提供参考。以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本发明的保护范围。