功率因数改善电路和电源装置的制作方法

本发明涉及功率因数改善电路和使用了它的电源装置。

背景技术：

以往，已知包含串联连接的2个电容器而不包含二极管桥的倍压型无桥功率因数改善电路。2个电容器中的一方在输入正电压时存储电力，另一方在输入负电压时存储电力。根据倍压型无桥功率因数改善电路，使用了串联连接的2个电容器，能够减小升压比。另外，由于不包含二极管桥，因此能够降低电力损耗。

图18是日本特开2012-19637号公报所述的倍压型无桥功率因数改善电路的电路图。图18所示的功率因数改善电路9具备：线圈L1；FET(Field Effect Transistor:场效应晶体管):T1、T2；二极管D1～D4；以及电容器C1、C2。功率因数改善电路9的输入侧连接有交流电源7，输出侧连接有负载8。

在输入正电压时(交流电源7的第1端子(在附图中为上侧的端子)的电位高于第2端子的电位时)，FET:T1启动(swiching)。在FET:T1为导通状态时，能量存储到线圈L1。在FET:T1为截止状态时，能量从线圈L1释放，升压后的电力被充电到电容器C1中。在输入负电压时(交流电源7的第1端子的电位低于第2端子的电位时)，FET:T2启动。在FET:T2为导通状态时，能量存储到线圈L1。在FET:T2为截止状态时，能量从线圈L1释放，升压后的电力被充电到电容器C2中。负载8由串联连接的电容器C1、C2供电。因此，施加到负载8的电压成为由包含线圈L1和FET:T1的升压电路生成的电压的2倍。

功率因数改善电路9通过控制FET:T1、T2的占空比(在1个周期之中FET为导通状态的时间的比例)使输入电流与输入电压成正比，来改善功率因数。功率因数改善电路9在输入侧不包含由4个二极管形成的二极管桥。因此能够抑制电流通过二极管时的电力损 耗。另外，与一般的升压型功率因数改善电路相比，升压比为一半，因此能够提高效率。

然而，对于图18所示的功率因数改善电路9，当扩大能够适应的输入电压(交流电源7的输出电压)的范围时，会有输出电压(升压后的直流电压)变高的问题。例如使功率因数改善电路9适应商用电源的电压为100V的地区和200V的地区这两者时会发生该问题。

在世界各国均能使用(换言之，能够适应100V～240V的输入电压)的不是倍升压型的升压型功率因数改善电路中，输出电压大多为400V左右。因此，按照这一情况，功率因数改善电路9设计成当输入电压为100V(峰值电压为141V)时输出电压为400V。在这样设计的功率因数改善电路9中，即使不进行升压动作，当输入电压为200V(峰值电压为282V)时输出电压也会成为564V，当输入电压为240V(峰值电压为338V)时输出电压也会成为677V。

输出电压越高，越需要具有高耐压的部件，因此，功率因数改善电路的电路规模、成本会增大。另外，功率元件在开关时的损耗会增大，因此，功率因数改善电路的效率会下降。

另外，在图18所示的功率因数改善电路9中需要4个二极管D1～D4。其中，二极管D3、D4主要具有防止电流的倒流的功能。二极管D4防止在输入正电压时电流从交流电源7的第1端子经由FET:T2的寄生二极管和线圈L1持续流到交流电源7的第2端子。二极管D3防止在输入负电压时电流从交流电源7的第2端子经由线圈L1和FET:T1的寄生二极管持续流到交流电源7的第1端子。

优选功率因数改善电路所包含的整流元件(二极管)的个数少。整流元件的个数越少，越能够将电路小型化、低成本化。另外，整流元件的个数越少，也越能够抑制电流通过整流元件时的电力损耗。从这一点来看，图18所示的功率因数改善电路9有应改善之处。

技术实现要素：

因此，本发明目的在于，提供能够高效率地适应大范围的输入 电压的功率因数改善电路、高效率且部件数量少的功率因数改善电路以及使用了它们的电源装置。

第1方面是功率因数改善电路，能切换动作模式，其特征在于，具备：

第1输入端子和第2输入端子，其用于输入输入电压；

第1输出端子和第2输出端子；

线圈；

开关电路，其与上述线圈协作，对上述输入电压进行升压，生成升压电压；

第1电容器，其一端连接到上述第1输出端子，另一端连接到中间节点；以及

第2电容器，其一端连接到上述中间节点，另一端连接到上述第2输出端子，

在第1动作模式中，当上述第1输入端子的电位高于上述第2输入端子的电位时，将上述升压电压施加到上述第1电容器的两端而使得一端的电位高于另一端的电位，

在第1动作模式中，当上述第1输入端子的电位低于上述第2输入端子的电位时，将上述升压电压施加到上述第2电容器的两端而使得一端的电位高于另一端的电位，

在第2动作模式中，将上述升压电压施加到串联连接的上述第1电容器和上述第2电容器的两端而使得上述第1电容器的一端的电位高于上述第2电容器的另一端的电位。

第2方面的特征在于，在第1方面中，

上述开关电路是双向开关，包含：

第1晶体管，其连接到第1节点与连接节点之间；以及

第2晶体管，其连接到上述连接节点与第2节点之间，

上述功率因数改善电路还具备：

模式切换电路，其一端连接到上述第2节点，另一端连接到上述中间节点，在第1动作模式中为导通状态，在第2动作模式中为截止状态；

第1整流元件，其连接到上述第1节点与上述第1电容器的一端之间而使得电流从上述第1节点侧流过来；

第2整流元件，其连接到上述第1节点与上述第2电容器的另一端之间而使得电流流向上述第1节点侧；

第3整流元件，其连接到上述第2节点与上述第1电容器的一端之间而使得电流从上述第2节点侧流过来；以及

第4整流元件，其连接到上述第2节点与上述第2电容器的另一端之间而使得电流流向上述第2节点侧，

上述线圈连接到上述第1输入端子与上述第1节点之间以及上述第2输入端子与上述第2节点之间中的至少一方。

第3方面的特征在于，在第2方面中，

上述第1晶体管是具有连接到上述第1节点的源极端子和连接到上述连接节点的漏极端子的MOSFET或者HEMT，

上述第2晶体管是具有连接到上述连接节点的漏极端子和连接到上述第2节点的源极端子的MOSFET或者HEMT。

第4方面的特征在于，在第2方面中，

上述第1晶体管是具有连接到上述第1节点的发射极端子和连接到上述连接节点的集电极端子的IGBT或者双极晶体管，

上述第2晶体管是具有连接到上述连接节点的集电极端子和连接到上述第2节点的发射极端子的IGBT或者双极晶体管。

第5方面的特征在于，在第2方面中，

上述第1晶体管是具有连接到上述第1节点的漏极端子和连接到上述连接节点的源极端子的MOSFET或者HEMT，

上述第2晶体管是具有连接到上述连接节点的源极端子和连接到上述第2节点的漏极端子的MOSFET或者HEMT。

第6方面的特征在于，在第2方面中，

上述第1晶体管是具有连接到上述第1节点的集电极端子和连接到上述连接节点的发射极端子的IGBT或者双极晶体管，

上述第2晶体管是具有连接到上述连接节点的发射极端子和连接到上述第2节点的集电极端子的IGBT或者双极晶体管。

第7方面的特征在于，在第2～第6的任一方面中，

上述第3整流元件是具有连接到上述第1电容器的一端的漏极端子和连接到上述第2节点的源极端子的MOSFET，

上述第4整流元件是具有连接到上述第2节点的漏极端子和连接到上述第2电容器的另一端的源极端子的MOSFET。

第8方面的特征在于，在第2～第7的任一方面中，还具备：

第3电容器，其连接到上述第2节点与上述第1电容器的一端之间，与上述第3整流元件并联连接；以及

第4电容器，其连接到上述第2节点与上述第2电容器的另一端之间，与上述第4整流元件并联连接，

从上述第1节点经由上述第3电容器到达上述第2节点的配线路径比从上述第1节点经由上述第3整流元件到达上述第2节点的配线路径短，

从上述第2节点经由上述第4电容器到达上述第1节点的配线路径比从上述第2节点经由上述第4整流元件到达上述第1节点的配线路径短。

第9方面的特征在于，在第1方面中，

上述开关电路包含：

第1晶体管，其连接到第1节点与第2节点之间；以及

第2晶体管，其连接到上述第2节点与第3节点之间，

上述功率因数改善电路还具备：

模式切换电路，其一端连接到上述第2节点，另一端连接到上述中间节点，在第1动作模式中为导通状态，在第2动作模式中为截止状态；

第1整流元件，其连接到上述第1节点与上述第1电容器的一端之间而使得电流从上述第1节点侧流过来；

第2整流元件，其连接到上述第3节点与上述第2电容器的另一端之间而使得电流流向上述第3节点侧；

第3整流元件，其连接到上述第1节点与第4节点之间而使得电流流向上述第1节点侧；以及

第4整流元件，其连接到上述第3节点与上述第4节点之间而使得电流从上述第3节点侧流过来，

上述线圈连接到上述第2输入端子与上述第2节点之间以及上述第1输入端子与上述第4节点之间中的至少一方。

第10方面的特征在于，在第9方面中，

上述第1晶体管是具有连接到上述第1节点的漏极端子和连接到上述第2节点的源极端子的MOSFET或者HEMT，

上述第2晶体管是具有连接到上述第2节点的漏极端子和连接到上述第3节点的源极端子的MOSFET或者HEMT。

第11方面的特征在于，在第9方面中，

上述第1晶体管是具有连接到上述第1节点的集电极端子和连接到上述第2节点的发射极端子的IGBT或者双极晶体管，

上述第2晶体管是具有连接到上述第2节点的集电极端子和连接到上述第3节点的发射极端子的IGBT或者双极晶体管。

第12方面是，在第1～第11的任一方面中，

还具备控制电路，上述控制电路在上述输入电压低于第1阈值时将动作模式切换为第1动作模式，在上述输入电压高于上述第2阈值时将动作模式切换为第2动作模式。

第13方面的特征在于，在第1～第12的任一方面中，

上述模式切换电路是包含源极端子相互连接的第1MOSFET和第2MOSFET的双向开关，

上述第1MOSFET的漏极端子连接到上述第2节点，

上述第2MOSFET的漏极端子连接到上述中间节点。

第14方面的特征在于，在第1～第12的任一方面中，

上述模式切换电路是包含漏极端子相互连接的第1MOSFET和第2MOSFET的双向开关，

上述第1MOSFET的源极端子连接到上述第2节点，

上述第2MOSFET的源极端子连接到上述中间节点。

第15方面是电源装置，具备：

第1～第14中的任一方面所涉及的功率因数改善电路；以及

DC/DC转换器。

第16方面是功率因数改善电路，其特征在于，具备：

第1输入端子和第2输入端子；

第1输出端子和第2输出端子；

线圈；

双向开关，其包含反向串联连接的第1晶体管和第2晶体管，一端连接到第1节点，另一端连接到第2节点；

第1电容器，其一端连接到上述第1输出端子，另一端连接到上述第2节点；

第2电容器，其一端连接到上述第2节点，另一端连接到上述第2输出端子；

第1整流元件，其连接到上述第1节点与上述第1电容器的一端之间而使得电流从上述第1节点侧流过来；以及

第2整流元件，其连接到上述第1节点与上述第2电容器的另一端之间而使得电流流向上述第1节点侧，

在上述第1输入端子和上述第2输入端子之间具有经由上述线圈和上述双向开关的电流路径，

上述线圈连接到上述第1输入端子与上述第1节点之间以及上述第2节点与上述第2输入端子之间中的至少一方。

第17方面的特征在于，在第16方面中，

上述第1晶体管是具有漏极端子和连接到上述第2节点的源极端子的MOSFET或者HEMT，

上述第2晶体管是具有连接到上述第1晶体管的漏极端子的漏极端子和连接到上述第1节点的源极端子的MOSFET或者HEMT。

第18方面的特征在于，在第16方面中，

上述第1晶体管是具有源极端子和连接到上述第1节点的漏极端子的MOSFET或者HEMT，

上述第2晶体管是具有连接到上述第1晶体管的源极端子的源极端子和连接到上述第2节点的漏极端子的MOSFET或者HEMT。

第19方面的特征在于，在第16方面中，

上述第1晶体管是具有集电极端子和连接到上述第2节点的发射极端子的IGBT或者双极晶体管，

上述第2晶体管是具有连接到上述第1晶体管的集电极端子的集电极端子和连接到上述第1节点的发射极端子的IGBT或者双极晶体管。

第20方面的特征在于，在第16方面中，

上述第1晶体管是具有发射极端子和连接到上述第1节点的集电极端子的IGBT或者双极晶体管，

上述第2晶体管是具有连接到上述第1晶体管的发射极端子的发射极端子和连接到上述第2节点的集电极端子的IGBT或者双极晶体管。

第21方面的特征在于，在第17～第20的任一方面中，

在上述第1输入端子的电位高于上述第2输入端子的电位时，上述第1晶体管启动，在上述第1输入端子的电位低于上述第2输入端子的电位时，上述第2晶体管启动。

第22方面的特征在于，在第21方面中，

在上述第1输入端子的电位高于上述第2输入端子的电位时，将上述第2晶体管控制为导通状态，在上述第1输入端子的电位低于上述第2输入端子的电位时，将上述第1晶体管控制为导通状态。

第23方面的特征在于，在第17～第20的任一方面中，

上述双向开关还包含与上述第1晶体管及第2晶体管反向并联连接的整流元件。

第24方面的特征在于，在第16方面中，

上述线圈连接到上述第1输入端子与上述第1节点之间。

第25方面的特征在于，在第16方面中，

上述线圈连接到上述第2节点与上述第2输入端子之间。

第26方面的特征在于，在第16方面中，

上述线圈连接到上述第1输入端子与上述第1节点之间并且连接到上述第2节点与上述第2输入端子之间。

第27方面是功率因数改善电路，其特征在于，具备：

第1输入端子和第2输入端子；

第1输出端子和第2输出端子；

线圈；

第1双向开关，其包含反向串联连接的第1晶体管和第2晶体管，一端连接到第1节点，另一端连接到第2节点；

第1电容器，其一端连接到上述第1输出端子，另一端连接到第3节点；

第2电容器，其一端连接到上述第3节点，另一端连接到上述第2输出端子；

第2双向开关，其连接到上述第2节点与上述第3节点之间；

第1整流元件，其连接到上述第1节点与上述第1电容器的一端之间而使得电流从上述第1节点侧流过来；

第2整流元件，其连接到上述第1节点与上述第2电容器的另一端之间而使得电流流向上述第1节点侧；

第3整流元件，其连接到上述第2节点与上述第1电容器的一端之间而使得电流从上述第2节点侧流过来；以及

第4整流元件，其连接到上述第2节点与上述第2电容器的另一端之间而使得电流流向上述第2节点侧，

在上述第1输入端子和上述第2输入端子之间具有经由上述线圈和上述第1双向开关的电流路径，

上述线圈连接到上述第1输入端子与上述第1节点之间以及上述第2节点与上述第2输入端子之间中的至少一方。

第28方面是电源装置，具备：

第16～第27中的任一方面所涉及的功率因数改善电路；以及

DC/DC转换器。

根据上述第1方面，将升压电压在第1动作模式中交替施加到2个电容器的两端，在第2动作模式中施加到串联连接的2个电容器的两端。因此，第1动作模式中的升压比大于第2动作模式中的升压比。在各动作模式中的升压条件(使用开关电路生成的升压电压)相同的情况下，第1动作模式中的升压比为第2动作模式中的升压比的约 2倍。因此，在输入电压高时，能够将动作模式切换为升压比低且高效率的第2动作模式，抑制输出电压。从而，能够提供能够高效率地适应大范围的输入电压的功率因数改善电路。另外，能够使用具有低耐压的部件，因此能够将功率因数改善电路小型化、低成本化。

根据上述第2或者第9方面，通过将线圈、2个晶体管、模式切换电路、4个整流元件以及2个电容器如上述这样连接，能够通过简单的电路构成，在第1动作模式中对2个电容器的两端交替施加升压电压，在第2动作模式中对串联连接的2个电容器的两端施加升压电压，提供能够高效率地适应大范围的输入电压的功率因数改善电路。根据第2方面，能够减少电流路径上的元件的数量，减小电流路径的电阻，进一步提高效率。

根据上述第3方面，能够使用将漏极端子彼此连接的2个MOSFET(或者2个HEMT)构成与线圈协作来生成升压电压的双向开关，使用该双向开关，提供能够高效率地适应大范围的输入电压的功率因数改善电路。另外，能够使2个MOSFET共用1个散热器，减小2个MOSFET间的距离，减小电流路径的寄生电感，减小噪声。另外，能够防止双向开关的控制电路受到噪声、电涌的影响，防止控制电路发出辐射噪声。另外，能够使第1晶体管和第2晶体管的源极端子的电位稳定化，削减噪声，使功率因数改善电路稳定地动作。

根据上述第4方面，能够使用将集电极端子彼此连接的2个IGBT(或者2个双极晶体管)构成与线圈协作来生成升压电压的双向开关，使用该双向开关，提供能够适应大范围的输入电压的功率因数改善电路。另外，能够防止双向开关的控制电路受到噪声、电涌的影响，防止控制电路发出辐射噪声。另外，能够使第1晶体管和第2晶体管的发射极端子的电位稳定化，削减噪声，使功率因数改善电路稳定地动作。

根据上述第5方面，能够使用将源极端子彼此连接的2个MOSFET(或者2个HEMT)构成与线圈协作来生成升压电压的双向开关，使用该双向开关，提供能够高效率地适应大范围的输入电压 的功率因数改善电路。另外，能够简化双向开关的控制电路的电源。

根据上述第6方面，能够使用将发射极端子彼此连接的2个IGBT(或者2个双极晶体管)构成与线圈协作来生成升压电压的双向开关，使用该双向开关，提供能够高效率地适应大范围的输入电压的功率因数改善电路。另外，能够简化双向开关的控制电路的电源。

根据上述第7方面，能够将MOSFET用作第3整流元件和第4整流元件，提供能够高效率地适应大范围的输入电压的功率因数改善电路。

根据上述第8方面，通过将从线圈提供的电力存储于配置在开关电路附近的电容器，能够缩短电流量随着启动而很大地变化的配线路径，降低开关时的噪声。

根据上述第10或者第11方面，能够使用2个MOSFET、2个HEMT、2个IGBT以及2个双极晶体管中的任意一者构成与线圈协作来生成升压电压的开关电路，使用该双向开关，提供能够高效率地适应大范围的输入电压的功率因数改善电路。

根据上述第12方面，通过根据输入电压切换动作模式，能够提供也能够自动适应输入电压大幅变动的情况的功率因数改善电路。

根据上述第13或者第14方面，能够使用将漏极端子彼此(或者源极端子彼此)连接的2个MOSFET构成电流双向流动的模式切换电路，使用该模式切换电路，提供能够高效率地适应大范围的输入电压的功率因数改善电路。

根据上述第15方面，能够使用第1～第14方面所涉及的功率因数改善电路，提供能够高效率地适应大范围的输入电压的电源装置。

根据上述第16方面，通过将由包含线圈和双向开关的升压电路生成的电压交替施加到2个电容器，能够将由升压电路生成的电压的2倍的电压输出。因此能够使用耐压小的小型元件构成功率因数改善电路，将电路小型化、低成本化。另外，升压电路中的升压比小，因此能够降低开关损耗，提高功率因数改善电路的效率。另外， 整流元件的个数可以是2个。因此能够提供高效率且部件数量少的功率因数改善电路。

根据上述第17方面，能够将2个MOSFET(或者2个HEMT)的漏极端子彼此连接，构成包含反向串联连接的2个晶体管的双向开关，使用该双向开关，提供高效率且部件数量少的功率因数改善电路。另外，能够将2个晶体管连接到1个散热器，因此能够减小2个晶体管间的距离，减小电流路径的寄生电感，减小功率因数改善电路的噪声。另外，通过将2个晶体管的源极端子连接到第1输入端子和第2输入端子，能够防止双向开关的控制电路受到噪声等的影响，并且使2个晶体管的源极端子的电位稳定化，使功率因数改善电路稳定地动作。

根据上述第18方面，能够将2个MOSFET(或者2个HEMT)的源极端子彼此连接，构成包含反向串联连接的2个晶体管的双向开关，使用该双向开关，提供高效率且部件数量少的功率因数改善电路。

根据上述第19方面，能够将2个IGBT(或者双极晶体管)的集电极端子彼此连接，构成包含反向串联连接的2个晶体管的双向开关，使用该双向开关，提供高效率且部件数量少的功率因数改善电路。另外，能够将2个晶体管连接到1个散热器，因此能够减小2个晶体管间的距离，减小电流路径的寄生电感，减小功率因数改善电路的噪声。另外，通过将2个晶体管的发射极端子连接到第1输入端子和第2输入端子，能够防止双向开关的控制电路受到噪声等的影响，并且使2个晶体管的发射极端子的电位稳定化，使功率因数改善电路稳定地动作。

根据上述第20方面，能够将2个IGBT(或者双极晶体管)的发射极端子彼此连接，构成包含反向串联连接的2个晶体管的双向开关，使用该双向开关，提供高效率且部件数量少的功率因数改善电路。

根据上述第21方面，通过使第1晶体管和第2晶体管根据输入电压的极性启动，能够将由包含线圈和双向开关的升压电路生成的电 压交替施加到2个电容器，将由升压电路生成的电压的2倍的电压输出。

根据上述第22方面，通过将第1晶体管和第2晶体管中的未启动的晶体管控制为导通状态，能够降低由内置于该晶体管的寄生二极管中的电压下降导致的损耗。

根据上述第23方面，能够在第1晶体管和第2晶体管未内置寄生二极管的情况下，也通过将整流元件与第1晶体管及第2晶体管反向并联连接构成双向开关，使用该双向开关，提供高效率且部件数量少的功率因数改善电路。

根据上述第24方面，能够使用设置在第1输入端子侧的线圈和双向开关构成升压电路，将由升压电路生成的电压施加到2个电容器。

根据上述第25方面，能够使用设置在第2输入端子侧的线圈和双向开关构成升压电路，将由升压电路生成的电压施加到2个电容器。另外，2个电容器的连接点是不经由线圈地连接到第2输入端子，因此能够减小共模噪声。

根据上述第26方面，能够使用设置在第1输入端子和第2输入端子侧的2个线圈和双向开关构成升压电路，将由升压电路生成的电压施加到2个电容器。另外，通过使用2个线圈，能够减小各线圈的电感。

根据上述第27方面，通过根据输入电压控制第2双向开关的导通状态，能够选择抑制升压比并以高效率进行倍压升压的动作模式和不进行倍压升压的动作模式。因此，针对大的输入电压的范围输出均能够恒定的电压，在输入电压低时也能够提供高效率的功率因数改善电路。

根据上述第28方面，能够使用第16～第27方面所涉及的功率因数改善电路，提供高效率且部件数量少的电源装置。

附图说明

图1是本发明的第1实施方式所涉及的功率因数改善电路的电 路图。

图2A是示出图1所示的功率因数改善电路的第1动作模式的电流路径的图。

图2B是示出图1所示的功率因数改善电路的第1动作模式的电流路径的图。

图2C是示出图1所示的功率因数改善电路的第1动作模式的电流路径的图。

图2D是示出图1所示的功率因数改善电路的第1动作模式的电流路径的图。

图3A是示出图1所示的功率因数改善电路的第2动作模式的电流路径的图。

图3B是示出图1所示的功率因数改善电路的第2动作模式的电流路径的图。

图3C是示出图1所示的功率因数改善电路的第2动作模式的电流路径的图。

图3D是示出图1所示的功率因数改善电路的第2动作模式的电流路径的图。

图4是本发明的第2实施方式所涉及的功率因数改善电路的电路图。

图5是本发明的第3实施方式所涉及的功率因数改善电路的电路图。

图6A是示出图5所示的功率因数改善电路的第1动作模式的电流路径的图。

图6B是示出图5所示的功率因数改善电路的第1动作模式的电流路径的图。

图6C是示出图5所示的功率因数改善电路的第1动作模式的电流路径的图。

图6D是示出图5所示的功率因数改善电路的第1动作模式的电流路径的图。

图7A是示出图5所示的功率因数改善电路的第2动作模式的电 流路径的图。

图7B是示出图5所示的功率因数改善电路的第2动作模式的电流路径的图。

图7C是示出图5所示的功率因数改善电路的第2动作模式的电流路径的图。

图7D是示出图5所示的功率因数改善电路的第2动作模式的电流路径的图。

图8是本发明的第4实施方式所涉及的功率因数改善电路的电路图。

图9是本发明的第5实施方式所涉及的功率因数改善电路的电路图。

图10是本发明的第6实施方式所涉及的电源装置的框图。

图11是本发明的第7实施方式所涉及的功率因数改善电路的电路图。

图12A是示出图11所示的功率因数改善电路的输入正电压时的电流路径的图。

图12B是示出图11所示的功率因数改善电路的输入负电压时的电流路径的图。

图13是本发明的第8实施方式所涉及的功率因数改善电路的电路图。

图14是本发明的第9实施方式所涉及的功率因数改善电路的电路图。

图15是本发明的第9实施方式的一变形例所涉及的功率因数改善电路的双向开关的电路图。

图16是本发明的第10实施方式所涉及的功率因数改善电路的电路图。

图17A是示出图16所示的功率因数改善电路在第2动作模式且输入正电压时的电流路径的图。

图17B是示出图16所示的功率因数改善电路在第2动作模式且输入负电压时的电流路径的图。

图18是现有的功率因数改善电路的电路图。

附图所包含的附图标记的说明如下。

1～5、71、101～104…功率因数改善电路

6…电源装置

11、111、112…线圈

12…开关

13～15、120、125、165、170…双向开关

21～28、121、122、126、127、171～174…MOSFET

31～36、131、132…二极管

37、38…齐纳二极管

41～44、141、142…电容器

51、52、151、152…输入端子

53、54、153、154…输出端子

61～68、123、124、128、129、175～178…寄生二极管

72…DC/DC转换器

166、167…IGBT

168、169…FRD

具体实施方式

(第1实施方式)

图1是本发明的第1实施方式所涉及的功率因数改善电路的电路图。图1所示的功率因数改善电路1具备：线圈11；开关12；N沟道型的MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor:金属氧化物半导体场效应晶体管)21、22；二极管31～34；电容器41、42；输入端子51、52；以及输出端子53、54。MOSFET21、22分别内置有寄生二极管61、62。功率因数改善电路1具有切换动作模式的功能。开关12作为模式切换电路发挥功能，二极管31～34分别作为第1～第4整流元件发挥功能。

在功率因数改善电路1中，线圈11的一端(在附图中为左端)连接到输入端子52。线圈11的另一端连接到MOSFET21的源极端 子、MOSFET22的漏极端子以及开关12的一端(在附图中为左端)。MOSFET21的漏极端子连接到二极管31的阳极端子以及二极管33的阴极端子。MOSFET22的源极端子连接到二极管32的阴极端子以及二极管34的阳极端子。二极管33的阳极端子及二极管34的阴极端子连接到输入端子51。二极管31的阴极端子连接到电容器41的一端(在附图中为上端)以及输出端子53。电容器41的另一端连接到电容器42的一端(在附图中为上端)以及开关12的另一端。二极管32的阳极端子及电容器42的另一端连接到输出端子54。寄生二极管61的阳极端子连接到MOSFET21的源极端子，寄生二极管61的阴极端子连接到MOSFET21的漏极端子。寄生二极管62也同样如此。

功率因数改善电路1的输入侧连接有交流电源7，输出侧连接有负载8。交流电源7的第1端子(在附图中为上侧的端子)连接到输入端子51，交流电源7的第2端子连接到输入端子52。负载8的一端子连接到输出端子53，负载8的另一端子连接到输出端子54。

MOSFET21的源极端子和MOSFET22的漏极端子经由线圈11连接到输入端子52，从交流电源7的第2端子接受供电。MOSFET21的漏极端子经由二极管33连接到输入端子51，从交流电源7的第1端子接受供电。MOSFET22的源极端子经由二极管34连接到输入端子51，从交流电源7的第1端子接受供电。

电容器41、42串联连接。以下，将电容器41的另一端和电容器42的一端所连接的节点称为中间节点Nm。电容器41的一端经由二极管31连接到MOSFET21的漏极端子。电容器42的另一端经由二极管32连接到MOSFET22的源极端子。中间节点Nm经由开关12连接到线圈11的另一端、MOSFET21的源极端子以及MOSFET22的漏极端子。

以下，将MOSFET21的漏极端子所连接的节点称为N1，将MOSFET21的源极端子所连接的节点称为N2，将MOSFET22的源极端子所连接的节点称为N3，将二极管33的阳极端子所连接的节点称为N4。二极管31连接到节点N1与电容器41的一端之间而使得电流从节点N1侧流过来。二极管32连接到节点N3与电容器42的另一端 之间而使得电流流向节点N3侧。二极管33连接到节点N1与节点N4之间而使得电流流向节点N1侧。二极管34连接到节点N3与节点N4之间而使得电流从节点N3侧流过来。

线圈11在进行升压动作(详细内容后述)时进行充电和放电。线圈11的电感例如为100μH～1mH。线圈11的电感也可以是该范围外的值。开关12例如使用由继电器、半导体功率元件等构成的双向开关。

二极管31、32例如使用FRD(Fast Recovery Diode：快恢复二极管)、SiC(碳化硅)二极管等。二极管33、34使用具有所希望的耐压的二极管。二极管33、34在具有所希望的耐压的条件下，优选使用正向压降(Vf)尽可能小的二极管。电容器41、42存储电力并将输出电压平滑化。电容器41、42例如使用电解电容器。电容器41、42的静电电容相同，例如为100μF～10mF。此外，电容器41、42的静电电容也可以不同，也可以是上述范围外的值。

功率因数改善电路1构成为能够在世界各国使用，能够适应各国的商用电源。功率因数改善电路1具有与输入电压(交流电源7的输出电压)无关地以高效率动作的特征。各国的商用电源的电压大致在100V～240V的范围内，被分类为在100V～130V的范围内的电压和在200V～240V的范围内的电压。能够在世界各国使用的一般的升压型功率因数改善电路为在输入电压稍微超过240V(峰值电压为338V)时也稳定地动作，无论输入电压是何种电平，均将输入电压升压到约400V。但是，在这样的升压型功率因数改善电路中，在输入电压低时升压比会变大，因此，升压电路的损耗变大，转换效率下降。而另一方面，图18所示的功率因数改善电路9具有在输入电压低时转换效率也高的特征。但是，功率因数改善电路9存在当输入电压高时输出电压会过高的问题。

在功率因数改善电路1中，关于输入电压，设定第1阈值和第1阈值以上的第2阈值。在输入电压低于第1阈值时，开关12成为导通状态，功率因数改善电路1以第1动作模式动作。在输入电压高于第2阈值时，开关12成为截止状态，功率因数改善电路1以第2动作模 式动作。在使功率因数改善电路1适应各国的商用电源时，第1阈值和第2阈值例如均设定为140V。在该情况下，功率因数改善电路1在输入电压低于140V时以第1动作模式动作，在输入电压高于140V时以第2动作模式动作。

功率因数改善电路1在第1动作模式与第2动作模式中进行不同的动作。另外，功率因数改善电路1在输入端子51的电位高于输入端子52的电位时(以下，称为输入正电压时)与输入端子51的电位低于输入端子52的电位时(以下，称为输入负电压时)进行不同的动作。而且，功率因数改善电路1在输入正电压时根据MOSFET21的状态进行不同的动作，在输入负电压时根据MOSFET22的状态进行不同的动作。

图2A～图2D是示出功率因数改善电路1的第1动作模式中的电流路径的图。在此，假设输入电压为100V的交流电压。在输入正电压时且MOSFET21为导通状态时，电流沿图2A所示的路径P11流动。电流从交流电源7的第1端子经由输入端子51、二极管33、MOSFET21、线圈11以及输入端子52流到交流电源7的第2端子。在电流沿路径P11流动的期间，将电压从交流电源7施加到线圈11的两端，将能量存储到线圈11。

在输入正电压时且MOSFET21为截止状态时，电流沿图2B所示的路径P12流动。电流从交流电源7的第1端子经由输入端子51、二极管33、二极管31、电容器41、开关12、线圈11以及输入端子52流到交流电源7的第2端子。在电流沿路径P12流动的期间，线圈11与交流电源7串联连接，从线圈11释放能量。此时，将输入电压升压后的电压施加到电容器41，利用升压电压对电容器41充电。

在输入负电压时且MOSFET22为导通状态时，电流沿图2C所示的路径P13流动。电流从交流电源7的第2端子经由输入端子52、线圈11、MOSFET22、二极管34以及输入端子51流到交流电源7的第1端子。在电流沿路径P13流动的期间，将电压从交流电源7施加到线圈11的两端，将能量存储到线圈11。

在输入负电压时且MOSFET22为截止状态时，电流沿图2D所示 的路径P14流动。电流从交流电源7的第2端子经由输入端子52、线圈11、开关12、电容器42、二极管32、二极管34以及输入端子51流到交流电源7的第1端子。在电流沿路径P14流动的期间，线圈11与交流电源7串联连接，从线圈11释放能量。此时，将输入电压升压后的电压施加到电容器42，利用升压电压对电容器42充电。

图3A～图3D是示出功率因数改善电路1的第2动作模式中的电流路径的图。在此，假设输入电压为200V的交流电压。在输入正电压时且MOSFET21为导通状态时，电流沿图3A所示的路径P15流动。路径P15与图2A所示的路径P11相同。在电流沿路径P15流动的期间，将电压从交流电源7施加到线圈11的两端，将能量存储到线圈11。

在输入正电压时且MOSFET21为截止状态时，电流沿图3B所示的路径P16流动。电流从交流电源7的第1端子经由输入端子51、二极管33、二极管31、电容器41、电容器42、二极管32、MOSFET22、线圈11以及输入端子52流到交流电源7的第2端子。在电流沿路径P16流动的期间，线圈11与交流电源7串联连接，从线圈11释放能量。此时，将输入电压升压后的电压施加到串联连接的电容器41、42，利用升压电压对电容器41、42充电。此外，在输入正电压时且MOSFET21为截止状态时，即使MOSFET22为截止状态，电流也会经由MOSFET22的寄生二极管62流动。不过，为了降低导通电阻，此时优选使MOSFET22成为导通状态。

在输入负电压时且MOSFET22为导通状态时，电流沿图3C所示的路径P17流动。路径P17与图2C所示的路径P13相同。在电流沿路径P17流动的期间，将电压从交流电源7施加到线圈11的两端，将能量存储到线圈11。

在输入负电压时且MOSFET22为截止状态时，电流沿图3D所示的路径P18流动。电流从交流电源7的第2端子经由输入端子52、线圈11、MOSFET21、二极管31、电容器41、电容器42、二极管32、二极管34以及输入端子51流到交流电源7的第1端子。在电流沿路径P18流动的期间，线圈11与交流电源7串联连接，从线圈11释放能量。 此时，将输入电压升压后的电压施加到串联连接的电容器41、42，利用升压电压对电容器41、42充电。此外，在输入负电压时且MOSFET22为截止状态时，即使MOSFET21为截止状态，电流也会经由MOSFET21的寄生二极管61流动。不过，为了降低导通电阻，此时优选使MOSFET21成为导通状态。

这样，在第1动作模式中，开关12成为导通状态，在输入正电压时，将升压电压施加到电容器41的两端而使得一端的电位高于另一端的电位，在输入负电压时，将升压电压施加到电容器42的两端而使得一端的电位高于另一端的电位。在第2动作模式中，开关12成为截止状态，在输入正电压时和输入负电压时，将升压电压均施加到串联连接的电容器41、42的两端而使得电容器41的一端的电位高于电容器42的另一端的电位。串联连接的电容器41、42的两端的电压从输出端子53、54输出。因此，在使各动作模式中的升压条件(使用开关电路生成的升压电压)相同的情况下，第1动作模式中的升压比为第2动作模式中的升压比的约2倍。

在功率因数改善电路1中设置有测定电路和控制电路(均未图示)。测定电路随时测定从交流电源7提供到功率因数改善电路1的电压和电流。控制电路基于电压和电流的测定结果，控制MOSFET21、22的占空比而使得电流与电压成正比。另外，控制电路将测定出的电压(输入电压)与第1阈值及第2阈值进行比较，在输入电压低于第1阈值时将动作模式切换为第1动作模式，在输入电压高于第2阈值时将动作模式切换为第2动作模式。这样，根据输入电压切换动作模式，也能够自动适应输入电压大幅变动的情况。

在将第1阈值和第2阈值均设定为140V的情况下，控制电路在输入电压低于140V时将动作模式切换为第1动作模式，在输入电压高于140V时将动作模式切换为第2动作模式。在任一动作模式中，均能够使功率因数改善电路1的输出电压成为相同电平(例如，400V)。

在将第1阈值设定为130V并将第2阈值设定为140V的情况下，控制电路在输入电压低于130V时将动作模式切换为第1动作模式，在输入电压高于140V时将动作模式切换为第2动作模式。此外，当 将第1阈值和第2阈值设定为不同的值时，关于动作开始时的输入电压处在第1阈值与第2阈值之间的情况，需要预先决定动作模式的初始值。

如上所示，本实施方式所涉及的功率因数改善电路1具备：第1输入端子51和第2输入端子52，其用于输入输入电压；第1输出端子53和第2输出端子54；线圈11；开关电路(MOSFET21、22)，其与线圈11协作，对输入电压进行升压，生成升压电压；第1电容器41，其一端连接到第1输出端子，另一端连接到中间节点Nm；以及第2电容器42，其一端连接到中间节点Nm，另一端连接到第2输出端子。在第1动作模式中，当第1输入端子的电位高于第2输入端子的电位时(输入正电压时)，将升压电压施加到第1电容器的两端而使得一端的电位高于另一端的电位，在第1动作模式中，当第1输入端子的电位低于第2输入端子的电位时(输入负电压时)，将升压电压施加到第2电容器的两端而使得一端的电位高于另一端的电位，在第2动作模式中，将升压电压施加到串联连接的第1电容器和第2电容器的两端而使得第1电容器的一端的电位高于第2电容器的另一端的电位。

将升压电压在第1动作模式中交替施加到2个电容器的两端，在第2动作模式中施加到串联连接的2个电容器的两端。因此，在使各动作模式中的升压条件(由开关电路生成的升压电压)相同的情况下，第1动作模式中的升压比为第2动作模式中的升压比的约2倍。因此，在输入电压高时，能够将动作模式切换为升压比低且高效率的第2动作模式，抑制输出电压。从而，根据本实施方式所涉及的功率因数改善电路1，能够高效率地适应大范围的输入电压。另外，能够使用具有低耐压的部件，因此能够将功率因数改善电路1小型化、低成本化。

另外，开关电路包含：第1晶体管(MOSFET21)，其连接到第1节点N1与第2节点N2之间；以及第2晶体管(MOSFET22)，其连接到第2节点与第3节点N3之间。功率因数改善电路1具备：模式切换电路(开关12)，其一端连接到第2节点，另一端连接到中间节点 Nm，在第1动作模式中为导通状态，在第2动作模式中为截止状态；第1整流元件(二极管31)，其连接到第1节点与第1电容器的一端之间而使得电流从第1节点侧流过来；第2整流元件(二极管32)，其连接到第3节点与第2电容器的另一端之间而使得电流流向第3节点侧；第3整流元件(二极管33)，其连接到第1节点与第4节点N4之间而使得电流流向第1节点侧；以及第4整流元件(二极管34)，其连接到第3节点与第4节点之间而使得电流从第3节点侧流过来。线圈11连接到第2输入端子与第2节点之间。通过将线圈、2个晶体管、模式切换电路、4个整流元件以及2个电容器如上述这样连接，能够通过简单的电路构成，在第1动作模式中对2个电容器的两端交替施加升压电压，在第2动作模式中对串联连接的2个电容器的两端施加升压电压。

另外，第1晶体管是具有连接到第1节点的漏极端子和连接到第2节点的源极端子的MOSFET，第2晶体管是具有连接到第2节点的漏极端子和连接到第3节点的源极端子的MOSFET。能够使用2个MOSFET构成与线圈协作来生成升压电压的开关电路。

另外，功率因数改善电路1具备控制电路，上述控制电路在输入电压低于第1阈值时将动作模式切换为第1动作模式，在输入电压高于第2阈值时将动作模式切换为第2动作模式。这样，根据输入电压切换动作模式，也能够适应输入电压大幅变动的情况。

关于本实施方式所涉及的功率因数改善电路1，能够构成以下的变形例。图1所示的功率因数改善电路1具备N沟道型的MOSFET21、22，但变形例所涉及的功率因数改善电路也可以具备P沟道型的MOSFET。另外，变形例所涉及的功率因数改善电路也可以具备取代MOSFET21、22的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor:绝缘栅极端子双极晶体管)或者双极晶体管。在该情况下，对每个IGBT或者双极晶体管外置FRD。FRD的阳极端子连接到IGBT或者双极晶体管的发射极端子，FRD的阴极端子连接到IGBT或者双极晶体管的集电极端子。

另外，变形例所涉及的功率因数改善电路也可以具备取代 MOSFET21、22的GaN-HEMT(GaN-High Electron Mobility Transistor:氮化镓高电子迁移率晶体管)。在GaN-HEMT为常截止型的情况下，对每个GaN-HEMT外置FRD等。在GaN-HEMT为常导通型的情况下，优选对每个GaN-HEMT以共源共栅的方式连接硅MOSFET。

(第2实施方式)

图4是本发明的第2实施方式所涉及的功率因数改善电路的电路图。图4所示的功率因数改善电路2是在第1实施方式所涉及的功率因数改善电路1中变更了线圈11的连接位置。在以下所示的各实施方式中，对于各实施方式的构成要素中的与之前所述的实施方式相同的构成要素，标注相同的附图标记并省略说明。以下，说明与第1实施方式的不同点。

在功率因数改善电路2中，线圈11的一端(在附图中为左端)连接到输入端子51。线圈11的另一端连接到二极管33的阳极端子和二极管34的阴极端子。输入端子52不经由线圈地连接到MOSFET21的源极端子、MOSFET22的漏极端子以及开关12的一端(在附图中为左端)。

在功率因数改善电路2中，线圈11连接到第1输入端子(输入端子51)与第4节点N4之间。功率因数改善电路2与第1实施方式所涉及的功率因数改善电路1同样地动作。功率因数改善电路2，与功率因数改善电路1同样，能够高效率地适应大范围的输入电压。

另外，在功率因数改善电路2中，开关12的一端直接连接到输入端子52，因此，在开关12为导通状态的第1动作模式中，中间节点Nm的电位等于交流电源7的第2端子的电位。因此，第1动作模式中的输出端子53、54的电位从交流电源7的第2端子的电位在相反方向上偏移相同的量。因此，功率因数改善电路2，在线圈11的两端的电压发生变动时也能够降低共模噪声。

关于本实施方式所涉及的功率因数改善电路2，能够构成以下的变形例。图1所示的功率因数改善电路1具备连接到第2输入端子与第2节点之间的线圈，图4所示的功率因数改善电路2具备连接到 第1输入端子与第4节点之间的线圈。变形例所涉及的功率因数改善电路也可以具备连接到第2输入端子与第2节点之间的线圈和连接到第1输入端子与第4节点之间的线圈。通过该功率因数改善电路，也能够得到与第1实施方式及第2实施方式同样的效果。这样，功率因数改善电路只要在第2输入端子与第2节点之间以及第1输入端子与第4节点之间中的至少一方具备线圈即可。另外，关于功率因数改善电路2，也能够构成取代N沟道型MOSFET而具备P沟道型MOSFET、IGBT、双极晶体管或者GaN-HEMT的变形例。

(第3实施方式)

图5是本发明的第3实施方式所涉及的功率因数改善电路的电路图。图5所示的功率因数改善电路3具备：线圈11；开关12；N沟道型的MOSFET23～26；二极管35、36；电容器41、42；输入端子51、52；以及输出端子53、54。MOSFET23～26分别内置有寄生二极管63～66。MOSFET23、24构成双向开关13。二极管35、36分别作为第1整流元件和第2整流元件发挥功能，MOSFET25、26分别作为第3整流元件和第4整流元件发挥功能。

在功率因数改善电路3中，线圈11的一端(在附图中为左端)连接到输入端子51。线圈11的另一端连接到MOSFET23的源极端子、二极管35的阳极端子以及二极管36的阴极端子。MOSFET23的漏极端子连接到MOSFET24的漏极端子。二极管35的阴极端子连接到MOSFET25的漏极端子、电容器41的一端以及输出端子53。MOSFET25的源极端子连接到输入端子52、MOSFET24的源极端子、MOSFET26的漏极端子以及开关12的一端(在附图中为左端)。电容器41的另一端连接到电容器42的一端(在附图中为左端)和开关12的另一端。电容器42的另一端和MOSFET26的源极端子连接到输出端子54和二极管36的阳极端子。寄生二极管63的阳极端子连接到MOSFET23的源极端子，寄生二极管63的阴极端子连接到MOSFET23的漏极端子。寄生二极管64～66也同样如此。

MOSFET23、24为串联连接，构成双向开关13。双向开关13的一端(在附图中为上端)经由线圈11连接到输入端子51，从交流电 源7的第1端子接受供电。双向开关13的另一端连接到输入端子52，从交流电源7的第2端子接受供电。

电容器41、42串联连接。电容器41的一端经由二极管35连接到双向开关13的一端。电容器42的另一端经由二极管36连接到双向开关13的一端。中间节点Nm经由开关12连接到双向开关13的另一端。

以下，将MOSFET23的源极端子所连接的节点称为N1，将MOSFET24的源极端子所连接的节点称为N2，将MOSFET23的漏极端子所连接的节点称为连接节点。二极管35连接到节点N1与电容器41的一端之间而使得电流从节点N1侧流过来。二极管36连接到节点N1与电容器42的另一端之间而使得电流流向节点N1侧。MOSFET25连接到节点N2与电容器41的一端之间而使得电流从节点N2侧流过来。MOSFET26连接到节点N2与电容器42的另一端之间而使得电流流向节点N2侧。

与第1实施方式同样，功率因数改善电路3的输入侧连接有交流电源7，输出侧连接有负载8。在功率因数改善电路3中，对于输入电压，也设置有第1阈值和第1阈值以上的第2阈值。在输入电压低于第1阈值时，开关12成为导通状态，功率因数改善电路3以第1动作模式动作。在输入电压高于第2阈值时，开关12成为截止状态，功率因数改善电路3以第2动作模式动作。第1阈值和第2阈值例如均设定为140V。

功率因数改善电路3在第1动作模式与第2动作模式中进行不同的动作。另外，功率因数改善电路3在输入正电压时与输入负电压时进行不同的动作。而且，功率因数改善电路3根据双向开关13的状态进行不同的动作。

图6A～图6D是示出功率因数改善电路3的第1动作模式中的电流路径的图。在此，假设输入电压为100V的交流电压。在输入正电压时且双向开关13为导通状态时，电流沿图6A所示的路径P21流动。电流从交流电源7的第1端子经由输入端子51、线圈11、MOSFET23、MOSFET24以及输入端子52流到交流电源7的第2端子。在电流沿路径P21流动的期间，将电压从交流电源7施加到线圈11 的两端，将能量存储到线圈11。

为在输入正电压时使得双向开关13成为导通状态而使MOSFET24成为导通状态。在输入正电压时且MOSFET24为导通状态时，即使MOSFET23为截止状态，电流也会经由MOSFET23的寄生二极管63流动。不过，为了降低导通电阻，此时优选使MOSFET23成为导通状态。

在输入正电压时且双向开关13为截止状态时，电流沿图6B所示的路径P22流动。电流从交流电源7的第1端子经由输入端子51、线圈11、二极管35、电容器41、开关12以及输入端子52流到交流电源7的第2端子。在电流沿路径P22流动的期间，线圈11与交流电源7串联连接，从线圈11释放能量。此时，将输入电压升压后的电压施加到电容器41，利用升压电压对电容器41充电。

为在输入正电压时使得双向开关13成为截止状态而使MOSFET24成为截止状态。在输入正电压时且MOSFET24为截止状态时，不管MOSFET23是何种状态，双向开关13均成为截止状态。

在输入负电压时且双向开关13为导通状态时，电流沿图6C所示的路径P23流动。电流从交流电源7的第2端子经由输入端子52、MOSFET24、MOSFET23、线圈11以及输入端子51流到交流电源7的第1端子。在电流沿路径P23流动的期间，将电压从交流电源7施加到线圈11的两端，将能量存储到线圈11。

为在输入负电压时使得双向开关13成为导通状态而使MOSFET23成为导通状态。在输入负电压时且MOSFET23为导通状态时，即使MOSFET24为截止状态，电流也会经由MOSFET24的寄生二极管64流动。不过，为了降低导通电阻，此时优选使MOSFET24成为导通状态。

在输入负电压时且双向开关13为截止状态时，电流沿图6D所示的路径P24流动。电流从交流电源7的第2端子经由输入端子52、开关12、电容器42、二极管36、线圈11以及输入端子51流到交流电源7的第1端子。在电流沿路径P24流动的期间，线圈11与交流电源7串联连接，从线圈11释放能量。此时，将输入电压升压后的电压施 加到电容器42，利用升压电压对电容器42充电。

为在输入负电压时使得双向开关13成为截止状态而使MOSFET23成为截止状态。在输入负电压时且MOSFET23为截止状态时，无论MOSFET24是何种状态，双向开关13均成为截止状态。

图7A～图7D是示出功率因数改善电路3的第2动作模式中的电流路径的图。在此，假设输入电压为200V的交流电压。在输入正电压时且双向开关13为导通状态时，电流沿图7A所示的路径P25流动。路径P25与图6A所示的路径P21相同。在电流沿路径P25流动的期间，将电压从交流电源7施加到线圈11的两端，将能量存储到线圈11。

在输入正电压时且双向开关13为截止状态时，电流沿图7B所示的路径P26流动。电流从交流电源7的第1端子经由输入端子51、线圈11、二极管35、电容器41、电容器42、MOSFET26以及输入端子52流到交流电源7的第2端子。在电流沿路径P26流动的期间，线圈11与交流电源7串联连接，从线圈11释放能量。此时，将输入电压升压后的电压施加到串联连接的电容器41、42，利用升压电压对电容器41、42充电。

在输入正电压时且双向开关13为截止状态时，即使MOSFET26为截止状态，电流也会经由MOSFET26的寄生二极管66流动。不过，为了降低寄生二极管66中的损耗，此时优选使MOSFET26成为导通状态。

在输入负电压时且双向开关13为导通状态时，电流沿图7C所示的路径P27流动。路径P27与图6C所示的路径P23相同。在电流沿路径P27流动的期间，将电压从交流电源7施加到线圈11的两端，将能量存储到线圈11。

在输入负电压时且双向开关13为截止状态时，电流沿图7D所示的路径P28流动。电流从交流电源7的第2端子经由输入端子52、MOSFET25、电容器41、电容器42、二极管36、线圈11以及输入端子51流到交流电源7的第1端子。在电流沿路径P28流动的期间，线圈11与交流电源7串联连接，从线圈11释放能量。此时，将输入电 压升压后的电压施加到串联连接的电容器41、42，利用升压电压对电容器41、42充电。

在输入负电压时且双向开关13为截止状态时，即使MOSFET25为截止状态，电流也会经由MOSFET25的寄生二极管65流动。不过，为了降低寄生二极管65中的损耗，此时优选使MOSFET25成为导通状态。

与第1实施方式同样，在第1动作模式中，开关12成为导通状态，在输入正电压时，将升压电压施加到电容器41的两端而使得一端的电位高于另一端的电位，在输入负电压时，将升压电压施加到电容器42的两端而使得一端的电位高于另一端的电位。在第2动作模式中，开关12成为截止状态，在输入正电压时和输入负电压时，将升压电压均施加到串联连接的电容器41、42的两端而使得电容器41的一端的电位高于电容器42的另一端的电位。串联连接的电容器41、42的两端的电压从输出端子53、54输出。因此，在使各动作模式中的升压条件(MOSFET23、24的占空比)相同的情况下，第1动作模式中的升压比为第2动作模式中的升压比的约2倍。

与第1实施方式同样，在功率因数改善电路3中设置有测定电路和控制电路。测定电路随时测定从交流电源7提供到功率因数改善电路3的电压和电流。控制电路基于电压和电流的测定结果，控制MOSFET23、24的占空比而使得电流与电压成正比。另外，控制电路将测定出的电压(输入电压)与第1阈值及第2阈值进行比较，在输入电压低于第1阈值时将动作模式切换为第1动作模式，在输入电压高于第2阈值时将动作模式切换为第2动作模式。第1阈值和第2阈值例如均设定为140V。

在此，将第1实施方式所涉及的功率因数改善电路1的电流路径与本实施方式所涉及的功率因数改善电路3的电流路径进行比较。在功率因数改善电路1中，在向线圈11存储能量时，电流通过1个导通状态的MOSFET和1个二极管(图2A、图2C、图3A以及图3C)。在功率因数改善电路3中，在向线圈11存储能量时，电流通过1个导通状态的MOSFET和1个任意状态的MOSFET(图6A、图6C、图7A 以及图7C)。能够将任意状态的MOSFET控制为导通状态。一般来说，导通状态的MOSFET的电阻(导通电阻)小于二极管的正向电阻。因此，在向线圈11存储能量时，功率因数改善电路3的电流路径的电阻小于功率因数改善电路1的电流路径的电阻。

在功率因数改善电路1中，在第1动作模式中从线圈11释放能量时，电流通过2个二极管(图2B和图2D)。在第2动作模式中从线圈11释放能量时，电流通过3个二极管和1个任意状态的MOSFET(图3B和图3D)。在功率因数改善电路3中，在第1动作模式中从线圈11释放能量时，电流通过1个二极管(图6B和图6D)。在第2动作模式中从线圈11释放能量时，电流通过1个二极管和1个任意状态的MOSFET(图7B和图7D)。因此，在从线圈11释放能量时，功率因数改善电路3的电流路径的电阻也小于功率因数改善电路1的电流路径的电阻。这样，功率因数改善电路3，与功率因数改善电路1相比，能够减少电流路径上的元件的数量，减小电流路径的电阻，进一步提高效率。

另外，功率因数改善电路3具有以下的效果。一般来说，在内置有MOSFET的半导体芯片中，MOSFET的漏极端子连接到封装体的散热板装配部的金属部分。在功率因数改善电路3中，由于MOSFET23的漏极端子的电位等于MOSFET24的漏极端子的电位，因此能够将MOSFET23、24连接到1个散热器。

在功率因数改善电路3中，为了减小电流路径的寄生电感，优选MOSFET23、24间的距离小。在MOSFET23、24分别单独装配有散热器的情况下，由于散热器的电位不同，因此需要在散热器间设置一定程度的爬电距离或者空间距离。通过使MOSFET23、24共用1个散热器，能够减小MOSFET23、24间的距离，减小电流路径的寄生电感，减小功率因数改善电路3的噪声。

一般来说，在发热量不同的2个元件共用1个散热器的情况下，热会从发热量多的元件传导到发热量少的元件，因此，共用散热器未必是可取的。在功率因数改善电路3中，在输入正电压时MOSFET24启动，在输入负电压时MOSFET23启动，因此， MOSFET23中的发热量与MOSFET24中的发热量大致相等。因此，在功率因数改善电路3中，在MOSFET23、24共用1个散热器的情况下不会发生问题，而能够只得到效果。

另外，在功率因数改善电路中，双向开关的控制信号是以MOSFET的源极端子的电位为基准生成的。在后述的第4实施方式所涉及的功率因数改善电路(图8)中，双向开关14的控制电路连接到MOSFET23、24的连接点(连接节点)。因此，在MOSFET23、24均为截止状态时，由于各种电涌、噪声，连接节点的电位有时会低于双向开关13的两端的电位。此时，MOSFET23、24的源极端子成为浮置状态。

在功率因数改善电路3中，MOSFET23的控制电路连接到双向开关13的一端，MOSFET24的控制电路连接到双向开关13的另一端。因此，MOSFET23、24的控制电路直接连接到交流电源7。因此，功率因数改善电路3，能够防止控制电路受到噪声、电涌的影响，防止控制电路发出辐射噪声。另外，能够使MOSFET23、24的提供基准电位的源极端子的电位稳定化，削减噪声，使功率因数改善电路3稳定地动作。

如上所示，本实施方式所涉及的功率因数改善电路3具备：第1输入端子51和第2输入端子52，其用于输入输入电压；第1输出端子53和第2输出端子54；线圈11；开关电路(双向开关13)，其与线圈11协作，对输入电压进行升压，生成升压电压；第1电容器41，其一端连接到第1输出端子，另一端连接到中间节点Nm；以及第2电容器42，其一端连接到中间节点Nm，另一端连接到第2输出端子。升压电压是以与第1实施方式所涉及的功率因数改善电路1同样的方式，施加到第1电容器的两端、第2电容器的两端以及串联连接的第1电容器和第2电容器的两端中的任意一者。因此，功率因数改善电路3，与功率因数改善电路1同样，能够高效率地适应大范围的输入电压。

另外，开关电路是双向开关，包含：第1晶体管(MOSFET23)，其连接到第1节点N1与连接节点之间；以及第2晶体管 (MOSFET24)，其连接到连接节点与第2节点N2之间。功率因数改善电路3具备：模式切换电路(开关12)，其一端连接到第2节点，另一端连接到中间节点Nm，在第1动作模式中为导通状态，在第2动作模式中为截止状态；第1整流元件(二极管35)，其连接到第1节点与第1电容器的一端之间而使得电流从第1节点侧流过来；第2整流元件(二极管36)，其连接到第1节点与第2电容器的另一端之间而使得电流流向第1节点侧；第3整流元件(MOSFET25)，其连接到第2节点与第1电容器的一端之间而使得电流从第2节点侧流过来；以及第4整流元件(MOSFET26)，其连接到第2节点与第2电容器的另一端之间而使得电流流向第2节点侧。线圈11连接到第1输入端子与第1节点之间。通过将线圈、2个晶体管、模式切换电路、4个整流元件以及2个电容器如上述这样连接，能够通过简单的电路构成，在第1动作模式中对2个电容器的两端交替施加升压电压，在第2动作模式中对串联连接的2个电容器的两端施加升压电压。另外，能够减少电流路径上的元件的数量，减小电流路径的电阻，进一步提高效率。

另外，第1晶体管是具有连接到第1节点的源极端子和连接到连接节点的漏极端子的MOSFET23，第2晶体管是具有连接到连接节点的漏极端子和连接到第2节点的源极端子的MOSFET24。能够使用将漏极端子彼此连接的2个MOSFET构成与线圈协作来生成升压电压的双向开关。另外，能够使2个MOSFET共用1个散热器，减小2个MOSFET间的距离，减小电流路径的寄生电感，减小噪声。另外，能够防止双向开关的控制电路受到噪声、电涌的影响，防止控制电路发出辐射噪声。另外，能够使第1晶体管和第2晶体管的源极端子的电位稳定化，削减噪声，使功率因数改善电路3稳定地动作。

关于本实施方式所涉及的功率因数改善电路3，能够构成以下的变形例。图5所示的功率因数改善电路3具备连接到第1输入端子与第1节点之间的线圈。变形例所涉及的功率因数改善电路可以具备连接到第2输入端子与第2节点之间的线圈，也可以具备连接到第1输入端子与第1节点之间的线圈和连接到第2输入端子与第2节点 之间的线圈。这样，功率因数改善电路只要在第1输入端子与第1节点之间以及第2输入端子与第2节点之间中的至少一方具备线圈即可。另外，变形例所涉及的功率因数改善电路也可以具备作为第3整流元件和第4整流元件的二极管，用二极管取代作为第3整流元件和第4整流元件的MOSFET25、26。另外，关于功率因数改善电路3，也能够构成具备取代N沟道型MOSFET的P沟道型MOSFET、IGBT、双极晶体管或者GaN-HEMT的变形例。

(第4实施方式)

图8是本发明的第4实施方式所涉及的功率因数改善电路的电路图。图8所示的功率因数改善电路4是在第3实施方式所涉及的功率因数改善电路3中变更了MOSFET23、24的连接方式。以下，说明与第3实施方式的不同点。

在功率因数改善电路4中，MOSFET23、24串联连接，构成双向开关14。线圈11的另一端(在附图中为右端)连接到MOSFET23的漏极端子、二极管35的阳极端子以及二极管36的阴极端子。MOSFET23的源极端子连接到MOSFET24的源极端子。MOSFET25的源极端子连接到输入端子52、MOSFET24的漏极端子、MOSFET26的漏极端子以及开关12的一端(在附图中为左端)。双向开关14的一端(在附图中为上端)经由线圈11连接到输入端子51，从交流电源7的第1端子接受供电。双向开关14的另一端连接到输入端子52，从交流电源7的第2端子接受供电。

如上所述，在功率因数改善电路中，双向开关的控制信号是以MOSFET的源极端子的电位为基准生成的。在功率因数改善电路4中，MOSFET23、24的源极端子彼此连接，因此，MOSFET23、24的源极端子的电位相同。因此，MOSFET23、24的控制电路的电源可以是1个。因此，功率因数改善电路4，能够简化双向开关14的控制电路的电源。

关于本实施方式所涉及的功率因数改善电路4，能够构成以下的变形例。变形例所涉及的功率因数改善电路可以具备连接到第2输入端子与第2节点之间的线圈，也可以具备连接到第1输入端子与 第1节点之间的线圈和连接到第2输入端子与第2节点之间的线圈。另外，关于本实施方式所涉及的功率因数改善电路4，也能够构成具备取代N沟道型MOSFET的P沟道型MOSFET、IGBT、双极晶体管或者GaN-HEMT的变形例。

(第5实施方式)

图9是本发明的第5实施方式所涉及的功率因数改善电路的电路图。图9所示的功率因数改善电路5是在第4实施方式所涉及的功率因数改善电路4中将开关12置换为双向开关15并追加了齐纳二极管37、38和电容器43、44。以下，说明与第4实施方式的不同点。

双向开关15包含串联连接的MOSFET27、28，作为模式切换电路发挥功能。MOSFET27、28分别内置有寄生二极管67、68。MOSFET27的源极端子连接到MOSFET28的源极端子。MOSFET27的漏极端子连接到输入端子52等。MOSFET28的漏极端子连接到电容器41的另一端等。

齐纳二极管37、38分别与电容器41、42并联连接。齐纳二极管37的阴极端子连接到电容器41的一端，齐纳二极管37的阳极端子连接到电容器41的另一端。齐纳二极管37防止电容器41的两端的电位显著不同。齐纳二极管38的连接方式和功能同样如此。

电容器43与MOSFET25并联连接到输入端子52与输出端子53之间。电容器44与MOSFET26并联连接到输入端子52与输出端子54之间。电容器43的一端连接到MOSFET25的漏极端子，电容器43的另一端连接到MOSFET25的源极端子。电容器44的一端连接到MOSFET26的漏极端子，电容器44的另一端连接到MOSFET26的源极端子。

在功率因数改善电路5中，从双向开关14的一端(在附图中为上端)经由电容器43到达双向开关14的另一端的配线路径比从双向开关14的一端经由MOSFET25到达双向开关14的另一端的配线路径短。从双向开关14的另一端经由电容器44到达双向开关14的一端的配线路径比从双向开关14的另一端经由MOSFET26到达双向开关14的一端的配线路径短。因此，通过将从线圈11提供的电力存储 到设置在双向开关14附近的电容器43、44中，能够缩短电流量由于启动而很大地变化的配线路径，降低开关时的噪声。

为了得到上述的效果，优选电容器43、44使用响应速度快的薄膜电容器等。另外，当电容器43、44的静电电容过小时，无法将通过1次开关提供的电力充分存储到电容器43、44中。反之，当电容器43、44的静电电容过大时，在第2动作模式中输入电压的极性会反转，在电容器43、44高速进行充放电时，电流峰值会变大。考虑到这些方面，优选电容器43、44的静电电容例如设为0.005μF～0.5μF。

如上所示，本实施方式所涉及的功率因数改善电路5具备：第3电容器43，其与第3整流元件(MOSFET25)并联连接到第2节点N2与第1电容器41的一端之间；以及第4电容器44，其与第4整流元件(MOSFET26)并联连接到第2节点与第2电容器42的另一端之间。从第1节点N1经由第3电容器到达第2节点的配线路径比从第1节点经由第3整流元件到达第2节点的配线路径短，从第2节点经由第4电容器到达第1节点的配线路径比从第2节点经由第4整流元件到达第1节点的配线路径短。因此，功率因数改善电路5，通过将从线圈11提供的电力存储到设置在双向开关14附近的电容器43、44中，能够缩短电流量由于启动而很大地变化的配线路径，降低开关时的噪声。

另外，功率因数改善电路5具备作为模式切换电路的、包含源极端子彼此相互连接的第1MOSFET和第2MOSFET(MOSFET27、28)的双向开关。第1MOSFET的漏极端子连接到第2节点，第2MOSFET的漏极端子连接到中间节点Nm。这样，能够使用将源极端子彼此连接的2个MOSFET构成电流双向流动的模式切换电路。

关于本实施方式所涉及的功率因数改善电路5，也能够构成与第4实施方式同样的变形例。另外，本实施方式的变形例所涉及的功率因数改善电路也可以具备作为模式切换电路的、包含漏极端子彼此相互连接的第1MOSFET和第2MOSFET的双向开关。在该情况下，第1MOSFET的源极端子连接到第2节点，第2MOSFET的源极端 子连接到中间节点Nm。这样，能够使用将漏极端子彼此连接的2个MOSFET构成电流双向流动的模式切换电路。

此外，第1～第4实施方式及其变形例所涉及的功率因数改善电路也可以具备作为模式切换电路的、源极端子彼此相互连接的2个MOSFET或者漏极端子彼此相互连接的2个MOSFET。

(第6实施方式)

图10是示出本发明的第6实施方式所涉及的电源装置的构成的框图。图10所示的电源装置6具备功率因数改善电路71和DC/DC转换器72。功率因数改善电路71是第1～第5实施方式及其变形例所涉及的功率因数改善电路中的任意一种。DC/DC转换器72将功率因数改善电路71的输出电压转换为所希望电平的直流电压。电源装置6具有用于接受商用电源的电力的插头73。电源装置6连接到负载74来使用。

根据本实施方式，能够使用第1～第5实施方式及其变形例所涉及的功率因数改善电路，提供能够高效率地适应大范围的输入电压的电源装置6。

(第7实施方式)

图11是本发明的第7实施方式所涉及的功率因数改善电路的电路图。图11所示的功率因数改善电路101具备：线圈111；N沟道型的MOSFET121、122；二极管131、132；电容器141、142；输入端子151、152；以及输出端子153、154。MOSFET121、122分别内置有寄生二极管123、124。

MOSFET121的漏极端子连接到节点N11。MOSFET121的源极端子连接到MOSFET122的源极端子。MOSFET122的漏极端子连接到节点N12。由此，构成双向开关120，其包含反向串联连接的2个MOSFET121、122，一端连接到节点N11，另一端连接到节点N12。寄生二极管123的阳极端子和阴极端子分别连接到MOSFET121的源极端子和漏极端子。寄生二极管124也同样如此。

电容器141的一端(在附图中为上端)连接到输出端子153和二极管131的阴极端子。电容器141的另一端和电容器142的一端(在 附图中为上端)连接到节点N12。电容器142的另一端连接到输出端子154和二极管132的阳极端子。二极管131的阳极端子和二极管132的阴极端子连接到节点N11。这样，电容器141、142串联连接到输出端子153、154之间。二极管131连接到节点N11与电容器141的一端之间而使得电流从节点N11侧流过来。二极管132连接到节点N11与电容器142的另一端之间而使得电流流向节点N11侧。

输入端子151连接到节点N11。节点N12连接到线圈111的一端(在附图中为右端)。线圈111的另一端连接到输入端子152。在双向开关120为导通状态时，在输入端子151、152之间形成经由节点N11、双向开关120、节点N12以及线圈111的电流路径。这样，功率因数改善电路101在输入端子151、152之间具有经由线圈111和双向开关120的电流路径。线圈111连接到节点N12与输入端子152之间。

功率因数改善电路101的输入侧连接有交流电源7，输出侧连接有负载8。交流电源7的第1端子(在附图中为上侧的端子)连接到输入端子151，交流电源7的第2端子(在附图中为下侧的端子)连接到输入端子152。负载8的一端子连接到输出端子153，负载8的另一端子连接到输出端子154。从交流电源7的第1端子经由输入端子151将电力提供到双向开关120的一端(节点N11)。从交流电源7的第2端子经由输入端子152和线圈111将电力提供到双向开关120的另一端(节点N12)。

线圈111在进行升压动作(详细内容后述)时进行充电和放电。线圈111的电感例如为100μH～1mH。线圈111的电感也可以是该范围外的值。二极管131、132分别作为第1整流元件和第2整流元件发挥功能。二极管131、132例如使用FRD、SiC二极管等。电容器141、142存储电力并将输出平滑化。电容器141、142例如使用电解电容器。电容器141、142的静电电容例如为100μF～10mF。电容器141、142的静电电容也可以是该范围外的值。

以下，参照图12A和图12B来说明功率因数改善电路101的动作。功率因数改善电路101在输入端子151的电位高于输入端子152的电位时(以下，称为输入正电压时)与输入端子151的电位低于 输入端子152的电位时(以下，称为输入负电压时)进行不同的动作。

图12A是示出输入正电压时的电流路径的图。在输入正电压时且双向开关120为导通状态时，电流沿图12A中单点划线所示的路径P31流动。电流从交流电源7的第1端子经由输入端子151、节点N11、MOSFET121、MOSFET122、节点N12、线圈111以及输入端子152流到交流电源7的第2端子。在电流沿路径P31流动的期间，将电压从交流电源7施加到线圈111的两端，将能量存储到线圈111。

在输入正电压时且双向开关120为截止状态时，电流沿图12A中虚线所示的路径P32流动。电流从交流电源7的第1端子经由输入端子151、节点N11、二极管131、电容器141、节点N12、线圈111以及输入端子152流到交流电源7的第2端子。在电流沿路径P32流动的期间，线圈111与交流电源7串联连接，从线圈111释放能量。此时，从交流电源7提供的电压升压后的电压提供到电容器141，利用升压电压对电容器141充电。

在输入正电压时，双向开关120的开关切换(导通/截止控制)是通过控制MOSFET121的状态进行的。在将MOSFET121控制为截止状态时，无论MOSFET122是何种状态，双向开关120均成为截止状态。在将MOSFET121控制为导通状态时，即使MOSFET122为截止状态，电流也会经由MOSFET122内的寄生二极管124流动，因此，双向开关120成为导通状态。不过，为了降低寄生二极管124中的由于电压下降导致的损耗，在将MOSFET121控制为导通状态时，优选将MOSFET122也控制为导通状态。特别是，在输入正电压时，优选一边将MOSFET122保持为导通状态，一边使MOSFET121启动。由此，能够降低寄生二极管124中的由于电压下降导致的损耗。

图12B是示出输入负电压时的电流路径的图。在输入负电压时且双向开关120为导通状态时，电流沿图12B中单点划线所示的路径P33流动。电流从交流电源7的第2端子经由输入端子152、线圈111、节点N12、MOSFET122、MOSFET121、节点N11以及输入端子151流到交流电源7的第1端子。在电流沿路径P33流动的期间，将电压 从交流电源7施加到线圈111的两端，将能量存储到线圈111。

在输入负电压时且双向开关120为截止状态时，电流沿图12B中虚线所示的路径P34流动。电流从交流电源7的第2端子经由输入端子152、线圈111、节点N12、电容器142、二极管132、节点N11以及输入端子151流到交流电源7的第1端子。在电流沿路径P34流动的期间，线圈111与交流电源7串联连接，从线圈111释放能量。此时，将从交流电源7提供的电压升压后的电压施加到电容器142，利用升压电压对电容器142充电。

在输入负电压时，双向开关120的开关是通过控制MOSFET122的状态进行的。在将MOSFET122控制为截止状态时，无论MOSFET121是何种状态，双向开关120均成为截止状态。在将MOSFET122控制为导通状态时，即使MOSFET121为截止状态，电流也会经由MOSFET121内的寄生二极管123流动，因此，双向开关120成为导通状态。不过，为了降低寄生二极管123中的由于电压下降导致的损耗，在将MOSFET122控制为导通状态时，优选将MOSFET121也控制为导通状态。特别是，在输入负电压时，优选一边将MOSFET121保持为导通状态，一边使MOSFET122启动。由此，能够降低寄生二极管123中的由于电压下降导致的损耗。

在功率因数改善电路101中设置有测定电路和控制电路(均未图示)。测定电路随时测定从交流电源7提供到功率因数改善电路101的电压和电流。控制电路基于电压和电流的测定结果，控制MOSFET121、122的占空比而使得电流与电压成正比。

电容器141在输入正电压时被充电，电容器142在输入负电压时被充电。由于电容器141、142串联连接到输出端子153、154之间，因此，输出端子153、154间的电压等于电容器141的两端电压V1与电容器142的两端电压V2之和。电压V1等于电压V2，因此，功率因数改善电路101的输出电压(输出端子153、154间的电压)为电压V1的2倍。功率因数改善电路101将由包含线圈111和双向开关120的升压电路生成的电压的2倍的电压施加到负载8。

以下，说明本实施方式所涉及的功率因数改善电路101的效果。 功率因数改善电路101，通过将由包含线圈111和双向开关120的升压电路生成的电压交替施加到2个电容器141、142，能够将由升压电路生成的电压的2倍的电压输出。因此能够使用耐压小的小型的元件构成功率因数改善电路101。因此能够将功率因数改善电路101小型化、低成本化。另外，由于升压电路中的升压比小，因此能够降低随着升压电压变高而变大的开关损耗，能够提高功率因数改善电路101的效率。

另外，在图18所示的功率因数改善电路9中需要4个二极管，而功率因数改善电路101所包含的二极管的个数为2个。这样，功率因数改善电路101还具有整流元件的个数少的效果。如上所述，在功率因数改善电路9中，二极管D4防止在输入正电压时不必要的电流持续流动，二极管D3防止在输入负电压时不必要的电流持续流动。因此，对功率因数改善电路9来说，二极管D3、D4是必不可少的要素。这是因为，在功率因数改善电路9中，FET:T1、T2是正向串联连接的，电力从交流电源7提供到FET:T1、T2的两端。

而另一方面，在功率因数改善电路101中，MOSFET121、122是反向串联连接的，电力从交流电源7提供到MOSFET121、122的两端。在输入正电压时，MOSFET121启动，利用升压电压对电容器141充电。在输入负电压时，MOSFET122启动，利用升压电压对电容器142充电。因此，在功率因数改善电路101中，不需要与功率因数改善电路9的二极管D3、D4相当的元件。因此，功率因数改善电路101，与功率因数改善电路9相比，能够减少整流元件的数量，提高效率。

另外，在功率因数改善电路9中，在对电容器C1充电时，电流通过二极管D1、D3。而另一方面，在功率因数改善电路101中，在对电容器141充电时，电流仅通过二极管131(图12A)。因此，功率因数改善电路101，与功率因数改善电路9相比，能够降低整流元件中的损耗。

如上所示，本实施方式所涉及的功率因数改善电路101具备：第1输入端子151和第2输入端子152；第1输出端子153和第2输出端 子154；线圈111；双向开关120，其包含反向串联连接的第1晶体管和第2晶体管(MOSFET121、122)，一端连接到第1节点N11，另一端连接到第2节点N12；第1电容器141，其一端连接到第1输出端子153，另一端连接到第2节点N12；第2电容器142，其一端连接到第2节点N12，另一端连接到第2输出端子154；第1整流元件(二极管131)，其连接到第1节点N11与第1电容器141的一端之间而使得电流从第1节点N11侧流过来；以及第2整流元件(二极管132)，其连接到第1节点N11与第2电容器142的另一端之间而使得电流流向第1节点侧。功率因数改善电路101在第1输入端子151和第2输入端子152之间具有经由线圈111和双向开关120的电流路径。线圈111连接到第2节点N12与输入端子152之间。

因此，根据本实施方式所涉及的功率因数改善电路101，通过将由包含设置在第2输入端子152侧的线圈111和双向开关120的升压电路生成的电压交替施加到2个电容器141、142，能够将由升压电路生成的电压的2倍的电压输出。因此能够使用耐压小的小型的元件构成功率因数改善电路101，将电路小型化、低成本化。另外，升压电路中的升压比小，因此能够降低开关损耗，提高功率因数改善电路101的效率。另外，整流元件的个数可以为2个。因此能够提供高效率且部件数量少的功率因数改善电路101。

另外，第1晶体管是具有源极端子和连接到第1节点N11的漏极端子的MOSFET121，第2晶体管是具有连接到第1晶体管的源极端子的源极端子和连接到第2节点N12的漏极端子的MOSFET122。因此能够将2个MOSFET121、122的源极端子彼此连接，构成包含反向串联连接的2个晶体管的双向开关120，使用该双向开关，提供高效率且部件数量少的功率因数改善电路101。

另外，在第1输入端子151的电位高于第2输入端子152的电位时，第1晶体管启动，在第1输入端子151的电位低于第2输入端子152的电位时，第2晶体管启动。这样，通过使第1晶体管和第2晶体管根据输入电压的极性启动，能够将由包含线圈111和双向开关120的升压电路生成的电压交替施加到2个电容器141、142，将由升压电 路生成的电压的2倍的电压输出。

另外，在第1输入端子151的电位高于第2输入端子152的电位时，将第2晶体管控制为导通状态，在第1输入端子151的电位低于第2输入端子152的电位时，将第1晶体管控制为导通状态。这样，通过将第1晶体管和第2晶体管中的未启动的晶体管控制为导通状态，能够降低由内置于该晶体管的寄生二极管中的电压下降导致的损耗。

关于本实施方式所涉及的功率因数改善电路101，能够构成以下的变形例。例如，双向开关也可以包含反向串联连接的2个P沟道型的晶体管。另外，双向开关也可以包含将发射极端子彼此连接的2个IGBT或者将发射极端子彼此连接的2个双极晶体管。在该双向开关中，对每个IGBT或者双极晶体管外置FRD等。FRD的阳极端子连接到IGBT或者双极晶体管的发射极端子，FRD的阴极端子连接到IGBT或者双极晶体管的集电极端子。

这样，第1晶体管也可以是具有发射极端子和连接到第1节点N11的集电极端子的IGBT或者双极晶体管，第2晶体管也可以是具有连接到第1晶体管的发射极端子的发射极端子和连接到第2节点N12的集电极端子的IGBT或者双极晶体管。在该情况下，也能够将2个IGBT(或者双极晶体管)的发射极端子彼此连接，构成包含反向串联连接的2个晶体管的双向开关，使用该双向开关，提供高效率且部件数量少的功率因数改善电路。

另外，双向开关也可以包含与第1晶体管及第2晶体管反向并联连接的整流元件(FRD)。由此，在第1晶体管和第2晶体管未内置寄生二极管的情况下，也能够通过将整流元件与第1晶体管及第2晶体管反向并联连接而构成双向开关，使用该双向开关，提供高效率且部件数量少的功率因数改善电路。

另外，双向开关也可以包含将源极端子彼此连接的2个GaN-HEMT。在GaN-HEMT为常截止型的情况下，对每个GaN-HEMT外置FRD等。在GaN-HEMT为常导通型的情况下，优选对每个GaN-HEMT以共源共栅的方式连接硅MOSFET。这样，能够 将2个HEMT的源极端子彼此连接，构成包含反向串联连接的2个晶体管的双向开关，使用该双向开关，提供高效率且部件数量少的功率因数改善电路。

(第8实施方式)

图13是本发明的第8实施方式所涉及的功率因数改善电路的电路图。图13所示的功率因数改善电路102具备：线圈112；N沟道型的MOSFET121、122；二极管131、132；电容器141、142；输入端子151、152；以及输出端子153、154。

功率因数改善电路102是在第7实施方式所涉及的功率因数改善电路101中变更了线圈的连接位置。在功率因数改善电路102中，输入端子151连接到线圈112的一端(在附图中为左端)。线圈112的另一端连接到双向开关120的一端(节点N11)。二极管131的阳极端子和二极管132的阴极端子也均连接到节点N11。双向开关120的另一端(节点N12)连接到电容器141的另一端(在附图中为下端)、电容器142的一端(在附图中为上端)以及输入端子152。在双向开关120为导通状态时，在输入端子151、152之间形成经由线圈112、节点N11、双向开关120以及节点N12的电流路径。这样，功率因数改善电路102在输入端子151、152之间具有经由线圈112和双向开关120的电流路径。线圈112连接到输入端子151与节点N11之间。

功率因数改善电路102与第7实施方式所涉及的功率因数改善电路101同样地动作。在输入正电压时，MOSFET121启动，利用从交流电源7提供的电压升压后的电压对电容器141充电。在输入负电压时，MOSFET122启动，利用从交流电源7提供的电压升压后的电压对电容器142充电。功率因数改善电路102将由包含线圈112和双向开关120的升压电路生成的电压的2倍的电压施加到负载8。

因此，根据本实施方式所涉及的功率因数改善电路102，与功率因数改善电路101同样，能够将电路小型化、低成本化，提高效率，减少整流元件的个数，降低整流元件中的损耗。

另外，功率因数改善电路102具有以下的效果。在功率因数改善电路101中，电容器141、142的连接点(以下，称为中点)经由 线圈111连接到交流电源7的第2端子。因此，由于线圈111的两端的电压的变动，有时会产生共模噪声。而另一方面，在功率因数改善电路102中，中点不经由线圈地连接到交流电源7的第2端子。因此，中点的电位与交流电源7的第2端子的电位始终相等，输出端子153与中点之间的电位差的有效值等于输出端子154与中点之间的电位差的有效值。因此，根据本实施方式所涉及的功率因数改善电路102，与功率因数改善电路101相比，能够减小共模噪声。

如上所示，在本实施方式所涉及的功率因数改善电路102中，线圈112连接到第1输入端子151与第1节点N11之间。因此能够使用设置在第1输入端子151侧的线圈112和双向开关120构成升压电路，将由升压电路生成的电压施加到2个电容器141、142。另外，2个电容器141、142的连接点不经由线圈地连接到第2输入端子152，因此能够减小共模噪声。

关于本实施方式所涉及的功率因数改善电路102，能够构成以下的变形例。例如，变形例所涉及的功率因数改善电路也可以具备2个线圈。在该功率因数改善电路中，一个线圈连接到输入端子151与双向开关120的一端(节点N11)之间，另一个线圈连接到双向开关120的另一端(节点N12)与输入端子152之间。

在该功率因数改善电路中，在第1输入端子151与第1节点N11之间以及第2节点N12与第2输入端子152之间均连接有线圈。因此能够使用设置在第1输入端子151侧和第2输入端子152侧的2个线圈和双向开关120构成升压电路，将由升压电路生成的电压施加到2个电容器141、142。另外，通过使用2个线圈，能够减小各线圈的电感。这样，在功率因数改善电路中，线圈只要连接到第1输入端子151与第1节点N11之间以及第2节点N12与第2输入端子152之间中的至少一方即可。

另外，双向开关也可以包含反向串联连接的2个P沟道型的晶体管。另外，双向开关还可以包含将发射极端子彼此连接的2个IGBT，将发射极端子彼此连接的2个双极晶体管或者将源极端子彼此连接的2个GaN-HEMT。

(第9实施方式)

图14是本发明的第9实施方式所涉及的功率因数改善电路的电路图。图14所示的功率因数改善电路103具备：线圈112；N沟道型的MOSFET126、127；二极管131、132；电容器141、142；输入端子151、152；以及输出端子153、154。MOSFET126、127分别内置有寄生二极管128、129。

功率因数改善电路103是在第8实施方式所涉及的功率因数改善电路102中变更了双向开关的构成。在功率因数改善电路103中，MOSFET126的源极端子连接到节点N12。MOSFET126的漏极端子连接到MOSFET127的漏极端子。MOSFET127的源极端子连接到节点N11。由此，构成双向开关125，其包含反向串联连接的2个MOSFET126、127，一端连接到节点N11，另一端连接到节点N12。寄生二极管128的阳极端子和阴极端子分别连接到MOSFET126的源极端子和漏极端子。寄生二极管129也同样如此。

功率因数改善电路103与第7和第8实施方式所涉及的功率因数改善电路101、102同样地动作。在输入正电压时，MOSFET126启动，利用从交流电源7提供的电压升压后的电压对电容器141充电。在输入负电压时，MOSFET127启动，利用从交流电源7提供的电压升压后的电压对电容器142充电。功率因数改善电路103将由包含线圈112和双向开关125的升压电路生成的电压的2倍的电压施加到负载8。

在功率因数改善电路103中，当输入正电压而将MOSFET126控制为导通状态时，优选将MOSFET127也控制为导通状态。特别是，在输入正电压时，优选一边将MOSFET127保持为导通状态，一边使MOSFET126启动。由此，能够降低寄生二极管129中的由于电压下降导致的损耗。另外，当输入负电压而将MOSFET127控制为导通状态时，优选将MOSFET126也控制为导通状态。特别是，在输入负电压时，优选一边将MOSFET126保持为导通状态，一边使MOSFET127启动。由此，能够降低寄生二极管128中的由于电压下降导致的损耗。

因此，本实施方式所涉及的功率因数改善电路103，与功率因数改善电路101、102同样，能够将电路小型化、低成本化，提高效率，减少整流元件的个数，降低整流元件中的损耗。

另外，功率因数改善电路103具有以下的效果。一般来说，在内置有MOSFET的半导体芯片中，MOSFET的漏极端子连接到封装体的散热板装配部的金属部分。在功率因数改善电路103中，MOSFET126的漏极端子的电位等于MOSFET127的漏极端子的电位，因此能够将MOSFET126、127连接到1个散热器。

在功率因数改善电路103中，为了减小电流路径的寄生电感，优选MOSFET126、127间的距离小。在MOSFET126、127分别单独装配有散热器的情况下，由于散热器的电位不同，因此需要在散热器间设置一定程度的爬电距离或者空间距离。通过使MOSFET126、127共用1个散热器，能够减小MOSFET126、127间的距离，减小电流路径的寄生电感，减小功率因数改善电路103的噪声。

一般来说，在发热量不同的2个元件共用1个散热器的情况下，热会从发热量多的元件传到发热量少的元件，因此，共用散热器未必是可取的。在功率因数改善电路103中，在输入正电压时MOSFET126启动，在输入负电压时MOSFET127启动，因此，MOSFET126中的发热量与MOSFET127中的发热量大致相等。因此，在功率因数改善电路103中，在MOSFET126、127共用1个散热器的情况下不会发生问题，而能够只得到效果。

另外，在功率因数改善电路中，双向开关的控制信号是以MOSFET的源极端子的电位为基准生成的。在功率因数改善电路101、102中，MOSFET121、122的控制电路(未图示)连接到MOSFET121、122的连接点。因此，在MOSFET121、122均为截止状态时，由于各种电涌、噪声，MOSFET121、122的连接点的电位有时会低于双向开关120的两端的电位。此时，MOSFET121、122的提供用于开关的基准电位的源极端子成为浮置状态。

在功率因数改善电路103中，MOSFET126的控制电路(未图示)连接到双向开关120的另一端(节点N12)，MOSFET127的控制电路 (未图示)连接到双向开关120的一端(节点N11)。因此，MOSFET126、127的控制电路直接连接到交流电源7。因此，功率因数改善电路103，能够防止控制电路受到噪声、电涌的影响，防止控制电路受到噪声、电涌的影响而产生辐射噪声。另外，能够使MOSFET126、127的提供用于开关的基准电位的源极端子的电位稳定化，削减噪声，使电路稳定地动作。

如上所示，在本实施方式所涉及的功率因数改善电路103中，第1晶体管是具有漏极端子和连接到第2节点N12的源极端子的MOSFET126，第2晶体管是具有连接到第1晶体管的漏极端子的漏极端子和连接到第1节点N11的源极端子的MOSFET127。

因此，能够将2个MOSFET126、127的漏极端子连接，构成包含反向串联连接的2个晶体管的双向开关125，使用该双向开关，提供高效率且部件数量少的功率因数改善电路103。另外，能够将2个晶体管连接到1个散热器，因此，能够减小2个晶体管间的距离，减小电流路径的寄生电感，减小功率因数改善电路103的噪声。另外，通过将2个晶体管的源极端子连接到第1输入端子151和第2输入端子152，能够防止双向开关125的控制电路受到噪声等的影响，并且使2个晶体管的源极端子的电位稳定化，使功率因数改善电路103稳定地动作。

关于本实施方式所涉及的功率因数改善电路103，能够构成以下的变形例。例如，在变形例所涉及的功率因数改善电路中，也可以在第1输入端子151与第1节点N11之间以及第2节点N12与第2输入端子152之间均连接有线圈。另外，双向开关也可以包含反向串联连接的2个P沟道型的晶体管。另外，双向开关还可以包含将集电极端子彼此连接的2个IGBT、将集电极端子彼此连接的2个双极晶体管或者将漏极端子彼此连接的2个GaN-HEMT。

图15是第9实施方式的一变形例所涉及的功率因数改善电路的双向开关的电路图。图15所示的双向开关165包含IGBT166、167和FRD168、169。IGBT166的发射极端子连接到节点N12。IGBT166的集电极端子连接到IGBT167的集电极端子。IGBT167的发射极端 子连接到节点N11。FRD168、169分别外置于IGBT166、167。FRD168的阳极端子和阴极端子分别连接到IGBT166的发射极端子和集电极端子。FRD169也同样如此。

通过具备双向开关165的功率因数改善电路，也能得到与功率因数改善电路103同样的效果。如果在功率因数改善电路103的效果的说明中，将MOSFET126换成IGBT166，将MOSFET127换成IGBT167，将源极端子换成发射极端子，将漏极端子换成集电极端子，则对于具备双向开关165的功率因数改善电路也能够应用同样的说明。

这样，第1晶体管也可以是具有集电极端子和连接到第2节点N12的发射极端子的IGBT或者双极晶体管，第2晶体管也可以是具有连接到第1晶体管的集电极端子的集电极端子和连接到第1节点的发射极端子的IGBT或者双极晶体管。另外，第1晶体管还可以是具有漏极端子和连接到第2节点N12的源极端子的HEMT，第2晶体管还可以是具有连接到第1晶体管的集电极端子的集电极端子和连接到第1节点的发射极端子的HEMT。在这些情况下，均能得到与第1晶体管和第2晶体管为MOSFET的情况同样的效果。

(第10实施方式)

图16是本发明的第10实施方式所涉及的功率因数改善电路的电路图。图16所示的功率因数改善电路104具备：线圈112；MOSFET126、127、171～174；二极管131、132；电容器141、142；输入端子151、152；以及输出端子153、154。MOSFET126、127、171～174分别内置有寄生二极管128、129、175～178。功率因数改善电路104是向第9实施方式所涉及的功率因数改善电路103追加了MOSFET171～174。以下，说明与功率因数改善电路103的不同点。

在功率因数改善电路104中，电容器141的另一端(在附图中为下端)和电容器142的一端(在附图中为上端)连接到节点N13。MOSFET171的漏极端子连接到双向开关125的另一端(节点N12)。MOSFET171的源极端子连接到MOSFET172的源极端子。MOSFET172的漏极端子连接到节点N13。由此，构成双向开关170， 其包含反向串联连接的2个MOSFET171、172，一端连接到节点N12，另一端连接到节点N13。寄生二极管175的阳极端子和阴极端子分别连接到MOSFET171的源极端子和漏极端子。寄生二极管176也同样如此。

MOSFET173的源极端子和MOSFET174的漏极端子连接到双向开关125的另一端(节点N12)。MOSFET173的漏极端子连接到二极管131的阴极端子、电容器141的一端以及输出端子153。MOSFET174的源极端子连接到二极管132的阳极端子、电容器142的另一端以及输出端子154。寄生二极管177的阳极端子和阴极端子分别连接到MOSFET173的源极端子和漏极端子。寄生二极管178也同样如此。

这样，双向开关170连接到节点N12与节点N13之间。MOSFET173连接到节点N12与电容器141的一端之间而使得电流从节点N12侧流过来。MOSFET174连接到节点N12与电容器142的另一端之间而使得电流流向节点N12侧。MOSFET173、174作为整流元件发挥功能。

功率因数改善电路104是能在世界各国使用的适应各国的商用电源的功率因数改善电路。各国的商用电源的电压大致在100V～240V的范围内。因此，现有的升压型功率因数改善电路为在输入电压稍微超过240V(峰值电压为约340V)时也稳定地动作，无论输入电压是何种电平，均将输入电压升压到规定电平(例如，约400V)。因此，在输入电压低时，升压比会变大，升压电路中的损耗变大。这样，现有的升压型功率因数改善电路存在当输入电压低时效率低的问题。

为了解决该问题，功率因数改善电路104具有切换动作模式的功能。功率因数改善电路104将例如140V作为阈值，将各国的商用电源的电压分类为100V～130V的组和200V～240V的组。功率因数改善电路104将输入电压(从交流电源7提供的电压)与阈值进行比较，基于比较结果控制双向开关170的状态。在输入电压低于阈值时，将双向开关170控制为导通状态，功率因数改善电路104以进行 倍压升压的第1动作模式动作。在输入电压高于阈值时，将双向开关170控制为截止状态，功率因数改善电路104以不进行倍压升压的第2动作模式动作。

在第1动作模式中，双向开关170始终被控制为导通状态，MOSFET173、174被控制为截止状态。此时，功率因数改善电路104成为与第9实施方式所涉及的功率因数改善电路103实质相同的电路，与功率因数改善电路103同样地动作。在第1动作模式中，功率因数改善电路104将由包含线圈112和双向开关125的升压电路生成的电压的2倍的电压施加到负载8。此时，升压比为一般的升压电路的一半，因此，即使输入电压低，也能够提高效率。

在第2动作模式中，双向开关170始终被控制为截止状态。另外，优选在输入正电压时将MOSFET174控制为导通状态，在输入负电压时将MOSFET173控制为导通状态。

图17A是示出第2动作模式且输入正电压时的电流路径的图。在第2动作模式中，在输入正电压时且双向开关125为导通状态时，电流沿图17A中单点划线所示的路径P35流动。电流从交流电源7的第1端子经由输入端子151、线圈112、节点N11、MOSFET127、MOSFET126、节点N12以及输入端子152流到交流电源7的第2端子。在电流沿路径P35流动的期间，将电压从交流电源7施加到线圈112的两端，将能量存储到线圈112。

在第2动作模式中，在输入正电压时且双向开关125为截止状态时，电流沿图17A中虚线所示的路径P36流动。电流从交流电源7的第1端子经由输入端子151、线圈112、节点N11、二极管131、电容器141、电容器142、MOSFET174、节点N12以及输入端子152流到交流电源7的第2端子。在电流沿路径P36流动的期间，线圈112与交流电源7串联连接，将存储于线圈112的能量释放。因此，从交流电源7提供的电压升压后的电压施加到将电容器141、142串联连接而成的电路，利用升压电压的一半的电压分别对电容器141、142充电。

图17B是示出第2动作模式且输入负电压时的电流路径的图。在第2动作模式中，在输入负电压时且双向开关125为导通状态时，电 流沿图17B中单点划线所示的路径P37流动。电流从交流电源7的第2端子经由输入端子152、节点N12、MOSFET126、MOSFET127、节点N11、线圈112以及输入端子151流到交流电源7的第1端子。在电流沿路径P37流动的期间，将电压从交流电源7施加到线圈112的两端，将能量存储到线圈112。

在第2动作模式中，在输入负电压时且双向开关125为截止状态时，电流沿图17B中虚线所示的路径P38流动。电流从交流电源7的第2端子经由输入端子152、节点N12、MOSFET173、电容器141、电容器142、二极管132、节点N11、线圈112以及输入端子151流到交流电源7的第1端子。在电流沿路径P38流动的期间，线圈112与交流电源7串联连接，将存储于线圈112的能量释放。因此，将从交流电源7提供的电压升压后的电压施加到将电容器141、142串联连接而成的电路，利用升压电压的一半的电压分别对电容器141、142充电。因此，在第2动作模式中，功率因数改善电路104将由包含线圈112和双向开关125的升压电路生成的电压原样施加到负载8。

功率因数改善电路104的动作模式例如是在将功率因数改善电路104连接到交流电源7时将输入电压与阈值进行比较，根据此时的比较结果来选择的。另外，为了也适应输入电压大幅变动的国家，功率因数改善电路104也可以将输入电压与阈值反复进行比较，根据比较结果适当选择动作模式。

功率因数改善电路104在输入电压低于阈值时，以进行倍压升压的第1动作模式动作。在第1动作模式中，功率因数改善电路104抑制升压比并以高效率动作。在输入电压高于阈值时，功率因数改善电路104以不进行倍压升压的第2动作模式动作。因此，本实施方式所涉及的功率因数改善电路104，针对大范围的输入电压均能够输出恒定的电压，即使在输入电压低时，也能够提高效率。

如上所示，本实施方式所涉及的功率因数改善电路104具备：第1输入端子151和第2输入端子152；第1输出端子153和第2输出端子154；线圈112；第1双向开关125，其包含反向串联连接的第1晶体管和第2晶体管(MOSFET126、127)，一端连接到第1节点N11， 另一端连接到第2节点N12；第1电容器141，其一端连接到第1输出端子153，另一端连接到第3节点N13；第2电容器142，其一端连接到第3节点N13，另一端连接到第2输出端子154；第2双向开关170，其连接到第2节点N12与第3节点N13之间；第1整流元件(二极管131)，其连接到第1节点N11与第1电容器141的一端之间而使得电流从第1节点N11侧流过来；第2整流元件(二极管132)，其连接到第1节点N11与第2电容器142的另一端之间而使得电流流向第1节点N11侧；第3整流元件(MOSFET173)，其连接到第2节点N12与第1电容器141的一端之间而使得电流从第2节点N12侧流过来；以及第4整流元件(MOSFET174)，其连接到第2节点N12与第2电容器142的另一端之间而使得电流流向第2节点N12侧。功率因数改善电路104在第1输入端子151和第2输入端子152之间具有经由线圈112和第1双向开关125的电流路径。线圈112连接到第1输入端子151与第1节点N11之间。

因此，根据本实施方式所涉及的功率因数改善电路104，通过根据输入电压控制第2双向开关170的导通状态，能够选择抑制升压比并以高效率进行倍压升压的第1动作模式和不进行倍压升压的第2动作模式。因此，针对大的输入电压的范围均能够输出恒定的电压，即使在输入电压低时，也能够提供高效率的功率因数改善电路104。

关于本实施方式所涉及的功率因数改善电路104，也能够构成各种变形例。例如，变形例所涉及的功率因数改善电路也可以具备取代线圈112的连接到双向开关125的另一端与输入端子152之间的线圈，还可以是不仅具备线圈112也具备连接到双向开关125的另一端和输入端子152之间的线圈。另外，变形例所涉及的功率因数改善电路也可以具备包含反向串联连接的2个IGBT、2个双极晶体管、或者2个GaN-HEMT的双向开关。另外，动作模式的选择所使用的阈值也可以不是140V。

另外，双向开关170能够使用对是否将节点N12、N13之间电连接进行切换的任意的双向开关。例如，可以采用将2个P沟道型的晶 体管反向串联连接而构成的双向开关，也可以使用继电器等使用了其它开关元件的双向开关。另外，作为第3整流元件和第4整流元件，也可以取代MOSFET173、174而使用二极管。

(第11实施方式)

本发明的第11实施方式所涉及的电源装置具有图10所示的构成。在本实施方式中，功率因数改善电路71是第7～第10实施方式及其变形例所涉及的功率因数改善电路中的任意一种。根据本实施方式，能够使用第7～第10实施方式及其变形例所涉及的功率因数改善电路，提供高效率且部件数量少的电源装置6。

此外，也可以将第1～第5实施方式及其变形例所涉及的功率因数改善电路的特征在不违背其性质的前提下任意组合，来构成具有多个实施方式或者变形例的特征的功率因数改善电路。另外，还可以将第7～第10实施方式及其变形例所涉及的功率因数改善电路的特征在不违背其性质的前提下任意组合，来构成具有多个实施方式或者变形例的特征的功率因数改善电路。