一种双输入单输出DC‑DC变换器的制作方法

本发明涉及电力电子领域，尤其涉及一种基于推挽式M2DC拓扑结构的双输入单输出DC-DC变换器。

背景技术：

模块化多电平变换器在功率传输中已经取得了重要应用，是成为中压中性点钳制三电平变换器的旗鼓相当的替代者。目前交流和交流之间的链接存在着许多不便和隐患，故而对于直流传输大行其道的今天，在模块化多电平变换器基础上的DC-DC变换器更为值得研究。模块化多电平变换器是近年来兴起的变换器方式，因为其采用的模块化的拓扑可以通过子模块的数目变化来轻易调整电压等级，在保持变换器运行的情况下也可以顺利移除故障的半桥。因为每个单元的电压被钳制，也不需要同步定时器来替换。模块化多电平变换器采用带电容的半桥或者全桥子模块。

推挽式模块化多电平DC-DC变换器是基于模块化多电平变换器在DC-DC变换领域的一种新型拓扑。它利用不同频率间功率的正交性使得功率在直流和交流之间有了相互转换的方法。然而现有技术中的DC-DC变换器均为单输入单输出的结构，输入方式单一，无法满足额外输入源的接入要求。比如风力发电和太阳能发电都可以作为电源输入时，现有技术仅仅只能择一设置输入。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是增加多电平直流-直流变换器中输入源的自由度，从而可以更加灵活地控制输出端电压，并分配潮流。可以使用单输入，也可以使用双输入，使得系统稳定性和灵活性得以提升。本发明两个输入源相互独立，互不干扰，可以使用完全不相同的电能来源进行低压直流输入。比如在风力发电和太阳能发电都可以作为电源输入时使用两个输入源，充分利用了现有能源并单一输出。

本发明基于推挽式M2DC拓扑结构提供了一种双输入单输出DC-DC变换器，包含分流桥臂、第一低压电压源、第二低压电压源、高压侧电感、第一低压侧电感、第二低压侧电感、高压输出负载；

所述分流桥臂包括相互串联的顶端分流子模块组、上部底端分流子模块组、下部底端分流子模块组；两个所述桥臂的顶端分流子模块组的与上部底端分流子模块组相连的一端通过所述第一低压侧电感相连，另一端通过所述高压侧电感相连，两个所述桥臂的下部底端分流子模块组与上部底端分流子模块组相连的一端通过所述第二低压侧电感相连，另一端直接相连；

所述高压侧电感中心抽头和地之间接入所述高压输出负载，

所述第一低压侧电感和所述第二低压侧电感的中心抽头之间接入所述第一低压电压源，

和/或所述第二低压侧电感中心抽头与地之间接入所述第二低压电压源，所述第一低压电压源和所述第二低压电压源相互独立；

两条所述分流桥臂组成了次要功率环，用以承载交流分量在环中分配功率以形成分压均衡，所述分流桥臂和高压输出负载形成首要功率环，用以传输直流功率。

作为一种优化方案，所述顶端分流子模块组、上部底端分流子模块组、下部底端分流子模块组分别都包括：一个或多个相互串联的带电容半桥开关电路子模块。

作为一种优化方案，所述顶端分流子模块组、上部底端分流子模块组、下部底端分流子模块组分别都包括：一个或多个相互串联的带电容的全桥电路子模块。

作为一种优化方案，所述顶端分流子模块组、上部底端分流子模块组、下部底端分流子模块组分别都包括：一个或多个相互串联的带变压器的电容全桥电路子模块。

本发明的关键保护点是一种基于推挽式模块化多电平直流变换器的双输入单输出DC-DC变换器结构。其在原来的低压侧输入源和地之间加入了另外一个电压源V_low1和输入电感L_low1的拓扑结构是本发明第一次提出。能够在保持无源功率转换的基础上，加上了新的输入源V_low1。确认了输入电感在两桥臂电流互为180°角差时，交流电流分量难以流入输入源或者输出源，保证一定程度上输入输出直流的波形，并且从原理上确认了两个输入源V_low1、V_low2的相互独立性。本发明提出的一种新的双输入单输出DC-DC变换器，该方法基于推挽式M2DC拓扑结构，通过该结构基于电压、电流叠加定理，通过增加额外的拥有独立性的电压源以灵活控制输入电压的。并通过筛选控制方案，取得良好的控制效果。

附图说明

图1是本发明实现的双输入单输出DC-DC变换器拓扑结构；

图2为本发明变换器拓扑中的子模块具体结构；

图3是本发明变换器功率流动示意；

图4是本发明变换器子模块的等效原理；

图5(a)及5(b)是本发明变换器使用的控制框图；

图6(a)、6(b)、6(c)、6(d)及6(e)分别是本发明变换器输出电压波形图、第一低压电压源电压波形图、第一低压电压源滤波电压波形图、第二低压电压源电压波形图及第二低压电压源滤波电压波形图。

图中：V_low1-第一低压电压源、V_low2-第二低压电压源、L_high-高压侧电感、L_low1-第一低压侧电感、L_low2-第二低压侧电感、V_high-高压输出负载。

具体实施方式

下文结合附图以具体实施例的方式对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，还可以使用其他的实施例，或者对本文列举的实施例进行结构和功能上的修改，而不会脱离本发明的范围和实质

本发明提供了一种基于推挽式模块化多电平DC-DC拓扑的双输入单输出DC-DC变换器，其包含至少一个独立于推挽式模块化多电平DC-DC变换器输入端的低压电压源和用以连接额外电压源和原先电压源的耦合电感，以及通过电感与额外电压源并联，和原本两个桥臂相串联的分流子模块串。如图1和图2所示，一种双输入单输出DC-DC变换器，包含分流桥臂、第一低压电压源V_low1、第二低压电压源V_low2、高压侧电感L_high、第一低压侧电感L_low1、第二低压侧电感L_low2、高压输出负载V_high；

所述分流桥臂包括相互串联的顶端分流子模块组、上部底端分流子模块组、下部底端分流子模块组；两个所述桥臂的顶端分流子模块组的与上部底端分流子模块组相连的一端通过所述第一低压侧电感相连，另一端通过所述高压侧电感相连，两个所述桥臂的下部底端分流子模块组与上部底端分流子模块组相连的一端通过所述第二低压侧电感相连，另一端直接相连；

所述高压侧电感中心抽头和地之间接入所述高压输出负载，

所述第一低压侧电感和所述第二低压侧电感的中心抽头之间接入所述第一低压电压源，

和/或所述第二低压侧电感中心抽头与地之间接入所述第二低压电压源，所述第一低压电压源和所述第二低压电压源相互独立；

两条所述分流桥臂组成了次要功率环，用以承载交流分量在环中分配功率以形成分压均衡，所述分流桥臂和高压输出负载形成首要功率环，用以传输直流功率。

作为一种优化方案，所述顶端分流子模块组、上部底端分流子模块组、下部底端分流子模块组分别都包括：一个或多个相互串联的带电容半桥开关电路子模块。

作为一种优化方案，所述顶端分流子模块组、上部底端分流子模块组、下部底端分流子模块组分别都包括：一个或多个相互串联的带电容的全桥电路子模块。

作为一种优化方案，所述顶端分流子模块组、上部底端分流子模块组、下部底端分流子模块组分别都包括：一个或多个相互串联的带变压器的电容全桥电路子模块。

作为一种实施例，所述双输入单输出DC-DC变换器的制作包括以下步骤：

S100:选取如图2带电容半桥开关电路作为子模块，其他可用的子模块还有带电容的全桥结构和带变压器的电容全桥结构等。图2所示的结构为经典的带电容半桥开关电路结构，该结构在

S200:将这些子模块分为左右两个桥臂，串联连接后进行并联。上端1-N个子模块记为1/2SM₁、…、1/2SM_N，其称为顶端分流子模块。而从第N+1个子模块到第N+M个子模块记为1/2SM₁、…、1/2SM_M，其称为上部底端分流子模块。接下来的K个子模块记为1/2SM₁、…、1/2SM_K，称为下部底端分流子模块。

S300:将两个桥臂的两个顶端分流子模块通过高压侧电感相连，两个上部底端分流子模块通过第一低压侧电感相连，两个下部分流子模块通过第二低压侧电感相连，并将其下部直接相连。

S400:在高压侧电感中心抽头和地之间接入高压输出负载，在低压侧电感中心抽头之间、第二低压侧电感中心抽头与地之间接入第一低压电压源和第二低压电压源。本实施例中可以接入所述第一低压电压源、第二低压电压源中任一个，另一个短接；也可以第一低压电压源、第二低压电压源都接入。

S500:两条桥臂组成了次要功率环，用以承载交流分量在环中分配功率以形成分压均衡。桥臂和高压输出负载成为首要功率环，用以传输直流功率。最终形成如图1所示的拓扑结构图。

如图3所示，直流端的第一低压电压源V_low1、第二低压电压源V_low2是可选择任一或两个都接入的输入端。第一低压电压源的输入电流向上流动，从第一低压侧电感分为左右两路。

P_total＝P_low＝P_high (1)

P_low＝V_lowI_low (2)

P_high＝V_highI_high (3)

由式(1)到式(3)可以知道，高压侧电流小于低压侧电流。根据基尔霍夫电流定律可知，上部底端分离路子模块必然有直流电流通过，其方向与图中所示方向相反。又因为高压侧电流的方向与图中相同，故而顶端子模块两端都应有向上的直流分量。其方向与图示方向相同。

根据底端子模块的电压和直流电流的非一致性(电压与电流方向相反)，底端子模块将从直流输入电源获取功率。然而在考虑无损的情况下，输入功率应该完全传输到输出端。故而，无论是底端模块还是顶端模块，其在稳定的运行中，流通这些子模块的功率应该为零。根据推断容易得到，当系统处于稳定状态下，其电容上的电压应为稳定值，即为充电平衡状态。流进子模块的次要功率和首要功率之和应为零。故而从这个角度说，由于次要功率环的存在，流通于其环中的交流功率将底端子模块吸收的直流功率传输到了顶端子模块，并且经由高压侧电感送向输出端。由式(4)可以得知这部分能量的大小。

P_sec＝P_total-V_lowI_high (4)

对于下部底端分流子模块，是同样的道理。

如图4，为了简化模型，将另一条桥臂忽略不看，实际上因为对称性的缘故，在不考虑交流成分的情况下，单只一条桥臂也可以进行分析。

在双输入的情况下，有：

P_total＝P_low1+P_low2＝P_high (5)

由图上可得：

I_low1＝I_high+I₁ (6)

已知高压侧电流是直接到达输出端的电流。直接从输入端1V_low1到达输出端的能量为输入端1电压和高压侧电流的乘积。但与之不同的是，在输入端1V_low1之下还有输入端2V_low2，它所提供的能量也应在考虑中的。

根据叠加定理可以知道，当只考虑输入源2V_low2时，输入源1可以视为短路。故而可以看出，输入源1所并联的上部底端分流子模块上不会有来自于输入源2V_low2的电流通过。所以，从功率的角度判断，输入源2经过输入源1到达输出侧的电流所携带的功率就是输入源2V_low2直接提供的功率。易知，其值为输入端2电压和高压侧电流的乘积。

因此，可以得到：

P_sec＝P_total-V_low1I_high-V_low2I_low1＝V_low1I₁-V_low2I₂ (7)

可以看出，次要功率环依然可以起到作用。而式(7)也表明了其中两个底端分流子模块同样成为次要功率环运行。

如图4，单看底端子模块和输入端电源以及耦合电感，可以将其近似地视为一个升压斩波电路。

由于子模块中的上、下桥臂IGBT的开关时机为互补，故而在实际Boost电路中，上桥臂IGBT可以忽略，仅由其并联反接二极管代替(此时不考虑电容放电过程)。由于电感在一个周期中的平均功率为零，故而其平均电压为零，可以得到，电容电压V_{C_bottom}近似地可以看成是和底端子模块输出电压V_{bottom_left}有以下关系：

V_{bottom_left}＝D·V_{C_bottom} (8)

其中D是上桥臂IGBT的开关占空比。

然而，因为式中V_{bottom_left}指的是底端子模块电压的直流分量，而实际上，v_{bottom_left}中应含有次要功率环频率的交流分量，以及开关开合之间形成的高频分量。故而这些应纳入考虑。

如图5(a)，经过相加的两个参考电压分量,生成的即是整个底端分流子模块的参考电压。将此值和测量出的实时子模块输出电压比较得到底端子模块电压的偏差量。由此，经过PI控制器的调节，从而得到整个IGBT开关的占空比。当然，因为子模块中上下桥臂的IGBT开关是互补的，故而，只需要得到一个占空比即可。

由控制框图可以得知，在底端分流子模块交流参考电压的生成环节实际上是对子模块电容电压的控制，即为次要功率环的控制环节。而对于直流参考电压的生成环节来说，就是对首要功率环，即子模块输出电压的控制——对于底端分流子模块来说，输出电压的平均值是等同于输入电压源电压V_low——从图中可以看出，因为输入电压源的恒定，故而，不需要对其进行采样分析来影响底端分流子模块的作用。从这一点来说，顶端分流子模块是更加复杂和困难的。

由于电容电压是由输入电压源经过Boost电路升压之后的效果，故而相比于会高得多。所以在选择元件的时候，需要注意IGBT可能承受的是电容的高电压。值得一提的是，底端分流子模块输出端(即下桥臂IGBT两端)电压在电容电压和零电压之间波动。这样的电压值是不能够直接与生成的参考值相互比较的。因此，在控制环节内，需要对采样的测量值进行数据处理。本文的仿真通过模拟低通滤波器对此信号进行处理。可以预见，因为经过滤波的电压波形不会出现零电压，故而此波形的峰值将远低于开关测量出的，亦即是说，滤波之后的电压峰值将不等于电容电压。

对于顶端分流子模块来说，除了与底端分流子模块相近的均压措施外，还需要根据所需的高压侧电压对其输出电压进行控制。其控制框如图5(b)。可以看出，除去参考电压直流分量的生成，顶端分流子模块的IGBT控制与底端分流子模块没有太大的区别。而直流分量的生成是控制整个系统电路成功与否的关键所在。通过期望的输出端高电平和测量出的实际值相比较，从而得出其偏差的大小，再控制参考值的直流分量来完成对误差的调节。这也符合本文原来的设想——由首要频率(直流分量，即零频率分量)来控制输出电压，而由次要频率(即交流频率，可以由自己控制)来控制电容的均压。实际上从图中可知，电容电压的控制是由每个控制环单独控制的，这种方法在模块化多电平变换器控制电路中广泛使用。因为顶端分流子模块参数相同的缘故，为了使其都可以正常运行，故而每个电容电压的参考值都是其输出电压减去输入电压之差和子模块数目的比值。

在设定了输入输出电压、电容电压参考值、电感参数等等电路参数后，系统电路可以稳定运行。其输出电压应为密集的低频率正弦电压波形与高频锯齿波形组成，更为集中的是零电压的开关波形。在这种波形下，模块输出电压与其模块上的电容电压基本吻合，而在经过滤波之后，模块输出电压会远小于电容电压，但波形是比较平滑的正弦波和锯齿波合成。电容电压应是一段波动幅度很小的波形。而输出电流和输出电压应基本稳定在所预设的参数上。

为了简单起见，本文的仿真采用表1中电压升比为3.3的数据——即顶端分流子模块数目左右桥总数为4，而底端分流子模块左右桥的总数为2。所使用的仿真参数如下表所示：

表1推挽式M2DC仿真参数

仿真结果于附图6(a)、6(b)、6(c)、6(d)及6(e)展示出来。

本发明仿真案例只是用于帮助阐述本发明。仿真案例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施方式。显然，根据本说明书的内容，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，本领域技术人员知悉，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对这些特征和实施例进行各种改变或等同替换。另外，在本发明的教导下，可以对这些特征和实施例进行修改以适应具体的情况及材料而不会脱离本发明的精神和范围。因此，本发明不受此处所公开的具体实施例的限制，所有落入本申请的权利要求范围内的实施例都属于本发明的保护范围。