一种永磁同步电机速度控制方法与流程

本发明涉及机电控制技术领域，特别是涉及一种永磁同步电机速度控制方法。

背景技术：

永磁同步电机因其功率因素高、转矩电流比高、结构简单、坚固耐用、体积小、重量轻、维护简单等优点，其已被广泛应用于数控系统、航空航天、工业机器人等行业。交流伺服电机速度控制的稳态精度和快速且无超调的动态性能是当今研究的难点之一。目前交流伺服系统速度环一般采用PI调节器(比例-积分调节器)。由于受逆变器容量，电机额定功率等因素的限制，速度环的输出将被限制在最大电流值。若给定较大的速度阶跃指令时，此时PI调节器输出达到了限幅值，而PI调节器的积分环节仍在进行累加，直到出现超调时，积分环节才会减小，这导致了控制性能的变差。这种PI调节器的输出和限幅环节的输出不相等的现象称为windup现象。

常见的抗windup的方法有积分分离法和反计算法。积分分离法是根据PI调节器的输出和限幅环节的输出是否相等来限制积分环节。此方法实现简单，不需要加入额外的参数，但是缺乏鲁棒性，当系统发生改变时，原有的参数可能会导致新的系统不稳定。反计算法通过PI调节器的输出和限幅环节的输出之差构成反馈之路来减小PI调节器的饱和深度，但是该方法的性能不仅取决于PI参数的选取，还取决于反计算参数Kc的选取。传统的反计算法Kc保持不变，容易造成在某个阶跃转速指令下具有很好的控制性能，而当阶跃转速发生改变时，控制性能变得很差。

技术实现要素：

本发明提供一种永磁同步电机速度控制中抗积分饱和的方法，可以实现速度环快速且无超调的响应，且实现简单。

根据本发明的一方面，提供了一种永磁同步电机速度控制方法，其特包括如下具体步骤：

步骤1：通过位置传感器获得电机转子实际位置θ和实际的机械角速度ω_r；

步骤2：将期望的机械角速度ω_r^*和实际的机械角速度ω_r的转速偏差e作为PI调节器的输入，获得PI调节器的输出值和限幅环节的输出值；

步骤3：根据所述PI调节器的输出值和限幅环节的输出值确定PI调节器工作在线性区还是非线性区；

步骤4：当PI调节器工作在线性区时，将所述PI调节器的比例环节的输出值和积分环节的输出值之和作为PI调节器工作在线性区的输出值；

步骤5：当PI调节器工作在非线性区时，取消PI调节器的积分环节，将PI调节器的输出值与限幅环节的输出值之差进行积分作为PI调节器退出非线性区进入线性区时的积分初始值；

步骤6：在所述PI调节器退出饱和时，所述PI调节器的比例环节的输出值与所述积分初始值之和作为PI调节器工作在非线性区时的输出值。

其中，步骤3包括：

当所述PI调节器的输出值和限幅环节的输出值相等时，确定PI调节器工作在线性区；

当所述PI调节器的输出值和限幅环节的输出值不相等时，确定PI调节器工作在非线性区。

其中，步骤5中，所述积分初始值如下计算：

其中，为所述积分初始值，k_a为预定偏差增益值，t为PI调节器在非线性区时的时间，u_n和u_s分别为所述PI调节器的输出值和限幅环节的输出值。

其中，步骤4中所述PI调节器工作在线性区时，所述PI调节器的输出值表示为如下算式：

式中，K_pv为速度环比例增益，K_iv为速度环积分增益，e(k)为第k个离散周期的转速误差，e(j)为第j个离散周期的转速误差，j的取值范围为从0到k，k为离散周期的总周期数。

其中，所述PI调节器工作在线性区时的运动方程如下：

其中，ω_r为电机转子实际的机械角速度；B为摩擦系数，k_T为力矩常数，T_L为负载转矩。

其中，步骤6中所述PI调节器工作在非线性区时，所述PI调节器的输出值如下表示：

其中，K_pv为速度环比例增益，e(k)为转速误差偏差，为所述积分初始值。

其中，所述PI调节器工作在非线性区时的运动方程如下：

其中，ω_r为电机转子实际的机械角速度；B为摩擦系数，k_T为力矩常数，T_L为负载转矩，ω_r大于零时，U等于电机的最大电流值；ω_r小于零时，U等于电机的最小电流值。

本发明与现有技术相比，本发明的有益效果在于：

(1)抗积分饱和环节在原PI控制器的基础上进行更改，不需要复杂的算法，结构简单，易于工程实现。

(2)本发明充分利用了积分初值，将饱和深度维持在一个较浅的状态，并加快了退出饱和速度响应。

(3)本发明可以实现交流伺服系统速度环快速且无超调的响应，且具有良好的稳态精度。

附图说明

图1为本发明实施例提供的抗积分饱和速度控制的结构图；

图2为本发明实施例提供的限幅环节示意图；

图3为本发明实施例提供的恒转矩负载下新型抗积分饱和PI控制器与传统PI控制器和积分分离PI控制器速度阶跃响应实验结果对比示意图；

图4为本发明实施例提供的突加负载转矩下新型抗积分饱和PI控制器与传统PI控制器和积分分离PI控制器速度阶跃响应实验结果对比示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明作进一步的详细说明。

下面结合附图对本发明实施例提供的一种永磁同步电机速度控制中抗积分饱和的方法进行详细描述。本例实施于永磁同步电机速度控制中，采用双闭环控制，内环为电流环，外环为速度环。

电流环带宽一般远高于速度环，因此进行速度环分析设计时，可将电流环等效为一个常数为1的放大环节。本发明抗积分饱和速度控制的结构图如图1所示。

本发明的目的在于设计一种抗积分饱和的方法，用于永磁同步电机的速度控制，速度闭环的目的保证速度响应的快速性和稳定性。

本发明提出了一种永磁同步电机的速度控制方法，包括：

步骤1：通过位置传感器获得永磁同步电机转子实际位置θ和实际的机械角速度ω_r。

一般交流伺服系统的运动方程如下式：

其中J为电机负载转动惯量，ω_r为转子机械转速，B为摩擦系数，k_T为力矩常数，u_s为限幅环节的输出，T_L为负载转矩。

步骤1所述的实际机械角速度ω_r通过M法测速获得。具体的测速方法如下式：

其中p为永磁同步电机旋转一圈的脉冲个数，m₁为在规定时间T_g内测得的脉冲个数。这里T_g的单位为秒。

步骤2：将期望的机械角速度ω_r和实际的机械角速度ω_r的转速误差e作为PI调节器的输入，判断PI调节器的输出u_n(PI调节器的输出为电流值)和限幅环节的输出u_s(限幅环节的输出为电流环给定值)。

步骤2中所述的转速偏差e可以表示为：

e＝ω_r^*-ω_r

步骤2中所述的限幅环节的输入等于PI调节器的输出，限幅环节可以表示为：

其中U_h为永磁同步电机的最大电流值，U_l为永磁同步电机的最小电流值。

步骤3：若u_n等于u_s，则PI调节器工作在线性区，PI调节器的输出u_n为比例环节和积分环节之和；

所述步骤3中的PI调节器的输出u_n可以表示为：

U_p＝K_pve(k)

式中K_pv为速度环比例增益，K_iv为速度环积分增益，转速误差可以表示为具有k个离散周期的离散形式，e(k)为第k个离散周期的转速误差， e(j)为第j个离散周期的转速误差，j的取值范围为从0到k，k为离散周期的总周期数，U_p为比例环节的输出，U_i为积分环节的输出。

利用步骤1中的电机运动方程，可以得到PI调节器工作在线性区的运动方程为：

步骤4：若u_n不等于u_s，则PI调节器工作在非线性区，PI调节器取消积分环节，将u_n与u_s之差通过增益后进行积分，得到PI调节器退出非线性区进入线性区时的积分初始值

所述步骤4中积分值可以表示为：

其中k_a为预定偏差增益值，t为PI调节器在非线性区时的时间。

步骤5：将转速误差e乘以比例增益作为比例环节，将比例环节和步骤4所述的积分值相加，作为PI调节器工作在非线性区时的输出u_n。

步骤5中所述的PI调节器工作在非线性区时的输出u_n可以表示为：

利用步骤2中的限幅环节和步骤1中的电机运动方程，可以得到PI调节器工作在非线性区的运动方程为：

其中ω_r大于零时，U等于U_h；ω_r小于零时，U等于U_l。

本发明通过是上述方法，在PI调节器发生饱和时，即工作在非线性区时，取消原有积分环节，将PI调节器的输出u_n和限幅环节的输出u_s之差按照一定增益积分。当PI调节器退出饱和时，积分部分具有一定的积分初值。这种方法能有效地抑制积分饱和现象，实现永磁同步电机速度控制快速且无超调的优越特性。本发明可以应用于各种功率的永磁同步电机速度闭环控制。

图3为本发明实施例提供的恒转矩负载下新型抗积分饱和PI控制器与传统PI控制器和积分分离PI控制器速度阶跃响应实验结果对比示意图。参照图3，转矩负载为1Nm，速度阶跃指令为1500r/min，其中曲线1为传统PI控制器速度响应曲线，曲线2为积分分离PI控制器速度响应曲线，曲线3为新型抗积分饱和PI控制器速度响应曲线。

图4为本发明实施例提供的突加负载转矩下新型抗积分饱和PI控制器与传统PI控制器和积分分离PI控制器速度阶跃响应实验结果对比示意图。参照图4，启动时转矩负载为1Nm，速度阶跃指令为1500r/min，在0.05s突加3Nm的负载转矩，其中曲线1传统PI控制器速度响应曲线，曲线2为积分分离PI控制器速度响应曲线，曲线3为新型抗积分饱和PI控制器速度响应曲线。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。