一种新型的LCCL谐振变换器的制作方法

本发明属于DC-DC变换器技术领域，具体为一种新型的LCCL谐振变换器。

背景技术：

随着开关电源频率的提高，电源将具有更小的体积，更高的功率密度。因此，高频化已经是开关电源技术的发展方向。但是，频率的提高受限于功率半导体设计及制造技术。当开关频率提高到一定程度后，传统的硬开关变换器会存在以下缺点：1)开关损耗显著增加；2)开关应力增大；3)电磁辐射和噪声大。为改善高频变换器性能，提出了软开关技术，即功率器件以零电压开关(ZVS)或零电流开关(ZCS)方式换流。

为了实现ZVS或ZCS换流方式，提出了多种类型的变换器，其中包括谐振变换器。谐振变换器将直流电源通过高频开关逆变为交流方波，并将交流方波电压加载在由电感、电容组成的谐振电路上(这个由电感、电容组成的谐振电路也被称为谐振腔)，在谐振电路输出端得到类似正弦的电压和电流，然后对此正弦波进行整流滤波，得到期望的直流电压或直流电流。谐振变换器通常采用脉冲频率调制(PFM)方法，开关损耗和产生的辐射与传统PWM变换器相比要小得多。目前，谐振变换器的研究已成为开关电源研究的热门领域。

谐振变换器研究工作的核心在于谐振腔，谐振腔中谐振元件的类型、个数、参数以及拓扑结构的一点变化都可能对谐振腔的工作方式产生很大影响，进而改变整个变换器的输出特性。按谐振方式划分，常用的谐振变换器一般可以分为串联谐振变换器、并联谐振变换器、LCC谐振变换器和LLC谐振变换器。这些谐振变换器都有各自的优点和缺点，因此开关电源的开发需要根据具体的应用环境和各种谐振变换器的特点选择合适的谐振腔拓扑和谐振参数。

LCC谐振变换器兼具串联谐振变换器和并联谐振变换器的优点。一方面，LCC谐振腔具有较小的谐振电流，减小了谐振腔的损耗和开关管的电流应力；另一方面，LCC谐振变换器具有良好的调节特性，无论在空载还是负载条件下，都可以调节输出电压或输出电流。LCC谐振腔由串联谐振电感L_r、串联谐振电容C_r、并联谐振电容C_p组成。相对于串联谐振电容C_r，并联谐振电容C_p比较小，因此LCC谐振变换器的最高工作频率决定于串联谐振电感L_r和串联谐振电容C_r的取值，L_r和C_r的值越大，谐振周期时间越长，极限工作频率越小。在设计LCC谐振腔参数时，为了增大变换器输出的调节范围，需要提高工作频率，此时应尽量减小L_r。当L_r变小后，输出电压的调节范围变大了，但是和减小L_r之前相比，当输出同样大小的直流电压时，减小L_r后，谐振电流会变大，开关管会承受更大的电流应力，谐振腔能量损耗增大，输出电压电流纹波系数变大。换句话说，LCC谐振变换器是以增大输出电压纹波为代价来增大变换器极限工作频率和电压调节范围。而医疗、航空航天等一些领域的精密仪器，对电源输出电压的质量要求很高，需要电源有比较大的电压输出范围的同时要求输出电压纹波很小。因此，LCC将不能满足这类设备的要求。

技术实现要素：

针对现有LCC谐振变换器技术的不足，本发明拟解决的技术问题是：提供一种新型的LCCL谐振变换器。该变换器改进了现有的LCC谐振变换器的谐振腔拓扑，将LCC谐振腔中的电感分为两部分，并按图1所示的拓扑结构重新连接，构建了全新的LCCL四元件谐振结构，得到LCCL谐振变换器的谐振腔，相对于LCC谐振腔，本发明提出的LCCL谐振腔具有更小的串联谐振电感，谐振周期变小，最大工作频率变高；由于附加电感的加入，延长谐振周期中能量转移的时间，使变换器输出电压电流调节范围更大，工作频率更高，使输出电压电流纹波更小。

本发明解决所述技术问题采用的技术方案是：提供一种新型的LCCL谐振变换器，包括逆变器、谐振腔、整流器和滤波电容，逆变器的输出端通过谐振腔与整流器的输入端连接，整流器的两个输出端连接在滤波电容的两端，滤波电容与外部负载并联，其特征在于该谐振腔为LCCL谐振腔，所述LCCL谐振腔包括串联谐振电感、串联谐振电容、并联谐振电容和附加电感，串联谐振电感的一端与逆变器的一个输出端连接，串联谐振电感的另一端连接串联谐振电容的一端，串联谐振电容的另一端同时连接并联谐振电容的一端和附加电感的一端，并联谐振电容的另一端同时接逆变器的另一个输出端和整流器的输入端，所述附加电感的另一端与整流器的另一输入端连接。

与现有的各种DC-DC变换器技术相比，本发明的有益效果是：

(1)首先LCCL谐振变换器继承了LCC谐振变换器的优势。

(2)LCCL谐振变换器具有比LCC谐振变换器更小的串联电感，使其谐振周期更短，最大工作频率更高，有利于增大输出电压电流的调节范围。

(3)LCCL谐振变换器在一个谐振周期中，共有五个工作状态，其中四个工作状态下，滤波电容(7)被充电(LCC谐振变换器一个工作周期有四个工作状态，其中只有两个工作状态下滤波电容被充电)。也就是说，在LCCL谐振变换器一个工作周期中，给滤波电容(7)充电的时间变多，滤波电容两端积累的能量更多，输出电压可以更高。因此，这种变换器具有更大的电压调节范围。

(4)在LCCL谐振变换器中，当为了提高工作频率减小谐振电感2的参数时，由于附加电感5的存在，可以抑制谐振电流的升高，使滤波电容7充电电流波形更平滑，从而减小变换器输出电压电流的纹波，使变换器输出更加稳定。

(5)附加电感的设置可以限制谐振电流，使谐振腔中的环流有效值更小，谐振腔的损耗变小，变换器的工作效率提高；同时谐振电流变小降低了开关管的电流应力，在搭建电路时可以选择更廉价的开关管，降低变换器成本；滤波电容被充电时充电电流波形更加平缓，减小对滤波电容和负载的冲击，提高变换器的使用寿命。

(6)综上所述，LCCL谐振变换器具有工作频率高，输出电压电流调节范围大，输出纹波小，工作效率高，成本低，使用寿命长等特点，适合应用于一些对DC-DC电源输出特性要求高，并可以采用高频脉冲频率调制(PFM)的领域。本发明提出的LCCL谐振变换器特别适用于为对电源输出范围、精度要求高的精密仪器供电。

附图说明

图1是本发明新型的LCCL谐振变换器的结构示意图。

图2是LCCL谐振变换器的主要波形图。

图3是各个开关模态等效电路。

图4是传统的LCC谐振腔的拓扑。

图5是LCC谐振变换器工作于极限频率下的工作波形。

图6是LCCL谐振变换器工作于极限频率下的工作波形。

图7是LCCL谐振变换器输出电压与LCC谐振变换器极限频率下的输出电压相等时的工作波形。

图中，1逆变器，2串联谐振电感，3串联谐振电容，4并联谐振电容，5附加电感，6整流器，7滤波电容，8负载。

具体实施方式

下面结合实施例及附图进一步详细描述本发明，但并不以此作为对本申请权利要求保护范围的限定。

本发明新型的LCCL谐振变换器(简称LCCL谐振变换器或变换器，参见图1)包括逆变器1、谐振腔、整流器6和滤波电容7，逆变器1的输出端通过谐振腔与整流器6的输入端连接，整流器6的两个输出端连接在滤波电容7的两端，滤波电容7与外部负载8并联，其特征在于该谐振腔为LCCL谐振腔，所述LCCL谐振腔包括串联谐振电感2、串联谐振电容3、并联谐振电容4和附加电感5，串联谐振电感2的一端与逆变器的一个输出端连接，串联谐振电感2的另一端连接串联谐振电容3的一端，串联谐振电容3的另一端同时连接并联谐振电容4的一端和附加电感5的一端，并联谐振电容4的另一端同时接逆变器的另一个输出端和整流器的输入端，所述附加电感5的另一端与整流器的另一输入端连接。

本发明新型的LCCL谐振变换器的逆变器1的拓扑可以选择半桥结构也可以为全桥结构，整流器6的拓扑可以选择可控整流也可以为不控整流，整流器和逆变器部分不作为本申请的创新点，具体拓扑结构可以采用现有技术。

下面以带有不控整流的全桥LCCL谐振变换器为例对LCCL谐振变换器的工作方式进行分析，其他的整流器和逆变器结构分析方法类似。

本发明LCCL谐振变换器的逆变器反向导通工作方式和正向导通工作方式相似，下面以正向导通工作方式为例进行说明。

为便于理解，图2中给出了LCCL谐振变换器工作波形示意图，图中包含四个波形，从上到下分别代表开关管Q1、Q4的开通关断信号；谐振电流(串联谐振电感2中的电流)；并联谐振电容4两端的电压；滤波电容7的充电电流。为了更加清楚的表达各个波形的意义，将波形划分为几个时间阶段，其中，t0代表开关管Q1、Q4导通，谐振腔开始正向谐振的时刻；t1代表并联谐振电容4的电压值达到滤波电容7的电压值，滤波电容7开始被充电的时刻；t2代表谐振电流谐振到零，开始反向谐振的时刻；t3代表开关管Q1、Q4关断的时刻；t4代表反向谐振电流谐振到零的时刻；t5代表滤波电容7停止充电，逆变器正向导通阶段结束的时刻。

图3给出了各个开关模态下电路中电流流向示意图。

开关模态1[t0，t1]

t0时刻以前，并联谐振电容4两端的电压小于滤波电容7两端的电压。t0时刻，开关管Q1、Q4打开，逆变器正向导通，LCCL谐振腔开始正向谐振(参见图3a)。此时整流桥关断，附加电感5不参与谐振过程，谐振电流流过串联谐振电感2、串联谐振电容3、并联谐振电容4。滤波电容7为负载供电。

开关模态2[t1，t2]

t1时刻，并联谐振电容4两端的电压的值等于滤波电容7两端的电压，整流桥开始导通。正向谐振电流流过串联谐振电感2、串联谐振电容3、并联谐振电容4、附加电感5和滤波电容7(参见图3b)。并联谐振电容4两端的电压升高。

开关模态3[t2，t3]

t2时刻，谐振电流谐振到0，并开始反向谐振。反向谐振电流流过逆变器的反并联二极管D1、D4，串联谐振电感2、串联谐振电容3、并联谐振电容4。由于附加电感5上的电流不能突变，并联谐振电容4继续对附加电感5、滤波电容7和负载8放电(参见图3c)。

开关模态4[t3，t4]

t3时刻，由于反向谐振电流流过逆变器的反并联二极管D1、D4，此时关断开关管S1、S4为零电流关断。谐振电流继续反向谐振，等效电路图和开关模态3相同。

开关模态5[t4，t5]

t4时刻，反向谐振电流谐振到0。此时由于逆变器的四个开关管都关断，不会产生谐振电流。串联谐振电感2、串联谐振电容3不工作，并联谐振电容4继续对附加电感5、滤波电容7和负载8放电(参见图3d)。

直到t5时刻，放电结束。串联谐振电感2、串联谐振电容3，并联谐振电容4、附加电感5均停止工作。滤波电容7对负载8放电，等待开关管Q2、Q3导通，逆变器进入反向导通状态，谐振腔开始进行反向谐振。

根据以上分析，可以看出滤波电容7的电量变化可以把谐振变换器的工作状态分为两部分：滤波电容7充电阶段(t1-t5)；滤波电容7放电阶段(t0-t1和谐振结束后的等待阶段)。其中等待阶段越长，滤波电容7放电时间越长，变换器输出电压越低。因此可以通过提高开关频率的方式缩短等待阶段的时间，从而增大变换器的输出电压和电流。因此LCCL谐振变换器可采用脉冲频率调制(PFM)进行控制。

本发明的LCCL谐振变换器的参数设计可以在传统LCC谐振变换器参数的基础上进行。LCCL谐振变换器的谐振频率主要取决于串联谐振电感Lr，串联谐振电容Cr和附加电感L1。输出电压大小主要取决于串联谐振电容Cr和并联谐振电容Cp。其中，串联谐振电容Cr和并联谐振电容Cp的参数取值可以参考LCC谐振变换器。电容值选定后，串联谐振电感Lr和附加电感L1之和决定谐振周期，可根据预期变换器的工作频率确定谐振周期，从而确定Lr和L1之和。根据变换器的输出需求调节Lr和L1的大小，其中，Lr所占比例越大，L1所占比例越小，变换器谐振电流越小，工作频率越低，输出纹波越大；Lr所占比例越小，L1所占比例越大，变换器输出谐振电流越大，工作频率越高，输出纹波越小。在选定LCCL变换器参数时，需要根据变换器要求的输出特性对谐振腔参数进行调节，最终确定谐振元件的参数。

实施例1

本实施例新型的LCCL谐振变换器，包括逆变器1、谐振腔、整流器6和滤波电容7，逆变器1的输出端通过谐振腔与整流器6的输入端连接，整流器6的两个输出端连接在滤波电容7的两端，滤波电容7与外部负载8并联，其特征在于该谐振腔为LCCL谐振腔，所述LCCL谐振腔包括串联谐振电感2、串联谐振电容3、并联谐振电容4和附加电感5，串联谐振电感2的一端与逆变器的一个输出端连接，串联谐振电感2的另一端连接串联谐振电容3的一端，串联谐振电容3的另一端同时连接并联谐振电容4的一端和附加电感5的一端，并联谐振电容4的另一端同时接逆变器的另一个输出端和整流器的输入端，所述附加电感5的另一端与整流器的另一输入端连接。

本实施例中逆变器1的拓扑为全桥结构，整流器6的拓扑为不控整流。LCCL谐振腔的相关参数是：串联谐振电感2的电感为L_r＝0.8u，串联谐振电容3的电容为C_r＝0.8u，并联谐振电容4的电容为C_p＝0.3u，附加电感5的电感为L₁＝0.8u。

传统的LCC谐振腔的结构(参见图4)是串联谐振电感2一端与串联谐振电容3一端连接，串联谐振电容3的另一端连接并联谐振电容4的一端及输出端，并联谐振电容4的另一端接输出端和输入端；相关参数为：串联谐振电感2的电感为L_r＝1.6u，串联谐振电容3的电容为C_r＝0.8u，并联谐振电容4的电容为C_p＝0.3u。

图5为传统LCC谐振变换器的工作波形，从谐振电流波形可以看出，该变换器已经工作在极限工作频率，通过时间轴可以计算出极限工作频率为110KHz，从输出电压波形可以看出，输出电压有效值为17.97V，纹波大小为0.06V。

图6为本实施例新型LCCL谐振变换器的工作波形，从谐振电流波形可以看出，该变换器已经工作在极限工作频率，通过时间轴可以计算出极限工作频率为200KHZ，从输出电压波形可以看出，输出电压有效值为19.44V，纹波大小为0.025V。

图7也为本实施例新型LCCL谐振变换器的工作波形，为了更好地比较两种谐振变换器的工作性能，调节LCCL谐振变换器的输出电压，使其有效值同样达到17.97V。此时通过谐振电流波形可以看出，变换器未达到极限工作频率。从输出电压波形可以看出，输出电压纹波大小为0.04V。

通过对比图5、图6可以得出结论，LCCL谐振变换器比LCC谐振变换器具有更宽泛的电压输出调节范围，适合更多种类和大小的负载形式。

通过对比图5、图7可以得出结论，当LCCL谐振变换器和LCC谐振变换器输出电压相同时，LCCL谐振变换器的输出电压纹波更小，输出更加稳定，更加适合对输出电压精度要求高的场合。

本发明未述及之处适用于现有技术。