一种低压直流升压变换及控制电路的制作方法

本发明涉及一种低压直流升压变换及控制电路，属于新能源动力电池能量转换技术领域。

背景技术：

传统的均衡放电一般采用单体电池并联电阻分流能耗的方式，且只能在充电过程中做均衡工作，多余的能量被消耗到能耗电阻上，效率为零。同时均衡电流很小，通常情况下小于100mA，对大容量电池的作用可以忽略不计。

在低压大电流场合中，推挽电路以其结构简单、磁芯利用率高的优点而得到了广泛的应用。但传统的推挽电路在应用也存在着以下几个缺点：

(1)由于变压器一次侧存在漏感，功率管关断时会产生很大的关断尖峰；

(2)输入电流纹波安秒积分大，因而设计时输入滤波元件体积比较大；

(3)输入一次侧为单体电池电压，电压极低，通常不超过5V，这对于传统的推挽电路来说，转换效率过低。

技术实现要素：

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种低压直流升压变换及控制电路。

为了达到上述目的，本发明所采用的技术方案是：

一种低压直流升压变换及控制电路，包括功率传输电路和控制电路；

所述功率传输电路包括逆变电路、变压器和整流滤波电路，所述逆变电路的输入端与所述低压直流升压变换及控制电路的输入端连接，所述逆变电路包括两个输出端，所述变压器的一次侧绕组包括第一绕组和第二绕组，所述逆变电路的一个输出端与第一绕组连接，所述逆变电路的另一个输出端与第二绕组连接，所述第一绕组和第二绕组之间设置有钳位电容；所述整流滤波电路的输入端与变压器的二次侧绕组连接，所述整流滤波电路的输出端与所述低压直流升压变换及控制电路的输出端连接；

所述控制电路包括一次侧电流采样稳流电路、供电电源、PWM芯片、光电隔离电路、电压采样控制电路和输出电压稳压电路；

所述一次侧电流采样稳流电路用以采集一次侧电流并稳流，所述一次侧电流采样稳流电路的输出端与PWM芯片输入端连接，所述电压采样控制电路用以采集输出电压，所述电压采样控制电路的输出端与输出电压稳压电路的输入端连接，所述输出电压稳压电路的输出端通过光电隔离电路与PWM芯片输入端连接，所述PWM芯片控制逆变电路中开关管的通断，所述供电电源为控制电路的各个部件供电。

所述逆变电路包括第一寄生电容、第二寄生电容、内部包含寄生并联二极管的第一开关管和第二开关管；

所述第一开关管的漏极与所述低压直流升压变换及控制电路的正输入端连接，所述第二开关管的源极与所述低压直流升压变换及控制电路的负输入端连接，所述第一开关管和第二开关管的栅极均与PWM芯片的输出端连接，所述第一寄生电容的两端分别与第一开关管的漏极和源极连接，所述第二寄生电容的两端分别与第二开关管的漏极和源极连接，所述第一开关管的漏极和第二开关管的漏极作为逆变电路的一个输出端，分别与第一绕组的两端连接，所述第一开关管的源极和第二开关管的源极作为逆变电路的另一个输出端，分别与第二绕组的两端连接。

所述第一开关管的漏极通过漏感与所述低压直流升压变换及控制电路的正输入端连接，所述第二开关管的源极通过输入电阻与所述低压直流升压变换及控制电路的负输入端连接，所述输入电阻的两端均与一次侧电流采样稳流电路的输入端连接。

所述低压直流升压变换及控制电路的输入端并接有输入电容。

所述整流滤波电路包括滤波电感、输出电容、谐振电容和整流电路；所述整流电路包括两个输入端和两个输出端，所述滤波电感的一端与变压器的二次侧绕组的一端连接，所述滤波电感的另一端与谐振电容的一端连接，所述谐振电容(Cr)的另一端与整流电路的一个输入端连接，所述整流电路的另一输入端与变压器的二次侧绕组的另一端连接，所述整流电路的两个输出端分别与所述低压直流升压变换及控制电路的正输出端和负输出端连接，所述输出电容的两端分别与所述低压直流升压变换及控制电路的正输出端和负输出端连接。

所述整流电路为全桥整流电路。

本发明所达到的有益效果：本发明在一次侧引入钳位电容，使功率开关管电压峰值钳位在2倍的输入电压，可以解决传统推挽电路由于低压大电流所引起漏感开关尖峰；在二次侧引入谐振电容，实现零电压及零电流下开通和关断功能的软开关；在二次侧选用全桥整流电路，实现更高的输出电压。

附图说明

图1为本发明的结构框图。

图2为本发明工作状态时序图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。

如图1所示，一种低压直流升压变换及控制电路，包括功率传输电路和控制电路。

功率传输电路包括逆变电路、变压器T1和整流滤波电路，逆变电路的输入端与所述低压直流升压变换及控制电路的输入端连接，低压直流升压变换及控制电路的输入端并接有输入电容Cin，逆变电路包括两个输出端，变压器T1的一次侧绕组包括第一绕组LP1和第二绕组LP2，逆变电路的一个输出端与第一绕组LP1连接，逆变电路的另一个输出端与第二绕组LP2连接，第一绕组LP1和第二绕组LP2之间设置有钳位电容C1。

整流滤波电路的输入端与变压器T1的二次侧绕组连接，整流滤波电路的输出端与所述低压直流升压变换及控制电路的输出端连接。

控制电路包括一次侧电流采样稳流电路1、供电电源2、PWM芯片3、光电隔离电路4、电压采样控制电路5和输出电压稳压电路6。一次侧电流采样稳流电路1用以采集一次侧电流并稳流，一次侧电流采样稳流电路1的输出端与PWM芯片3输入端连接，电压采样控制电路5用以采集输出电压，电压采样控制电路5的输出端与输出电压稳压电路6的输入端连接，输出电压稳压电路6的输出端通过光电隔离电路4与PWM芯片3输入端连接，PWM芯片3控制逆变电路中开关管的通断，供电电源2为控制电路的各个部件供电。

上述逆变电路包括第一寄生电容Cs1、第二寄生电容Cs2、内部包含寄生并联二极管的第一开关管S1和第二开关管S2。第一开关管S1的漏极通过漏感Lr1与所述低压直流升压变换及控制电路的正输入端Vin+连接，第二开关管S2的源极通过输入电阻Rin与所述低压直流升压变换及控制电路的负输入端Vin-连接，输入电阻Rin的两端均与一次侧电流采样稳流电路1的输入端连接，第一开关管S1和第二开关管S2的栅极均与PWM芯片3的输出端连接，第一寄生电容Cs1的两端分别与第一开关管S1的漏极和源极连接，第二寄生电容Cs2的两端分别与第二开关管S2的漏极和源极连接，第一开关管S1的漏极和第二开关管S2的漏极作为逆变电路的一个输出端，分别与第一绕组LP1的两端连接，第一开关管S1的源极和第二开关管S2的源极作为逆变电路的另一个输出端，分别与第二绕组LP2的两端连接。

上述整流滤波电路包括滤波电感Lr2、输出电容C2、谐振电容Cr和整流电路。整流电路包括两个输入端和两个输出端，滤波电感Lr2的一端与变压器T1的二次侧绕组的一端连接，滤波电感Lr2的另一端与谐振电容Cr的一端连接，谐振电容Cr的另一端与整流电路的一个输入端连接，整流电路的另一输入端与变压器T1的二次侧绕组的另一端连接，整流电路的两个输出端分别与所述低压直流升压变换及控制电路的正输出端和负输出端连接，输出电容C2的两端分别与所述低压直流升压变换及控制电路的正输出端和负输出端连接。

上述整流电路为全桥整流电路，具体包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4，第一二极管D1和第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4分别按照导通方向串联后再并联构成全桥整流电路，第一二极管D1和第二二极管D2的串联连接点为一个输入端，第三二极管D3和第四二极管D4的串联连接点为一另个输入端，两个并联连接点为两个输出端。

上述低压直流升压变换及控制电路在一次侧产生了两条主要回路，具体为：

Vin+→LP1→C1→LP2→Vin-构成一个回路。忽略变压器绕组的漏感，则两绕组上产生的电压为零，可以得出输入电压全部加载钳位电容C1上，其极性为上负下正。

Vin+→S1→C1→S2→Vin-构成一个回路。根据基尔霍夫电压定律可以得出：Us1+Us2＝Uin+Uc1＝2Uin；其中，Us1和Us2分别为第一开关管S1和第二开关管S2的漏源压降，Uin为输入直流电源电压，Uc1为钳位电容电压。

由于钳位电容C1的端电压具有浮动特性，选择合适的钳位电容值即能保证变压器磁通在同一周期的两个半周期中有相等的伏秒数和磁芯的双向对称磁化，使激磁电流和磁通在周期结束时回到起始点，无直流偏磁的现象。

第一开关管S1和第二开关管S2均不导通时间内，输入直流电源向钳位电容C1充电形成环流电流，并在一个开关导通的同时，钳位电容C1与变压器绕组之间形成回路，钳位电容C1放电。无论是哪个开关导通导通，钳位电容C1都是跟变压器的一个绕组并联的，所以钳位电容C1上的电压总是上负下正，且约等于输入直流电源电压Uin。而Uin、Uc1、Us1和Us2构成一个回路，由基尔霍夫电压定律可知道：Uin+Uc1＝Us1+Us2＝2Uin。当第一开关管S1和第二开关管S2的漏源极承受的电压反偏时，此时与之反向并联的二极管导通，漏源极电压钳位在0V。由于第一开关管S1和第二开关管S2交替导通，故第一开关管S1或第二开关管S2在工作过程中所承受的最大电压应力是2Uin，因此加入钳位电容C1能有效抑制开关管的电压尖峰，优化了功率管的选择，提高了电路的转换效率。

上述低压直流升压变换及控制电路在二次侧电路中的谐振电容Cr，实现零电压及零电流下开通和关断功能的软开关，滤波电感Lr2也参与谐振，具体参数通过实验确定，如果不够大需要外加谐振电感。

谐振电容Cr由下式计算得出：

$2\mathrm{\π}fs=\frac{1}{\sqrt{Lr2Cr}}$

$Cr=\frac{1}{Lr2Cr\×{\left(2\mathrm{\π}fs\right)}^2}$

其中，fs为开关工作频率。

如图2所示的工作模式，实现软开关功能：

a.【0-t1】第一开关管S1在零电压下导通，通过滤波电感Lr2、谐振电容Cr谐振，当流经第一开关管S1上的电流谐振到零时，第一开关管S1实现零电流下关断。

b.【t1-t2】第一开关管S1截止而第二开关管S2还未导通时，通过变压器剩余的激磁电流，使第一寄生电容Cs1上的电压放电到零。

c.【t2-t3】第二开关管S2在零电压下导通，通过滤波电感Lr2、谐振电容Cr谐振，当流经第二开关管S2的电流谐振到零时，反向并联二极管实现电流关断。

d.【t3-t4】第二开关管S2关断而第一开关管S1还未导通，通过变压器剩余的激磁电流，使第二寄生电容Cs2充电至2Vin，同时钳位电容C1的电压放电到零。

上述低压直流升压变换及控制电路一次侧输入的低压直流电，经过变压器T1升压后产生交变的脉冲直流电，经过整流滤波电路的整流滤波，在电路输出端就得到稳定的直流高压输出。

PWM芯片3输出到第一开关管S1为高电平时(此时输出到第二开关管S2为低电平)，变压器T1的次级绕组上边为正，下边为负；PWM芯片3输出到第二开关管S2为高电平时(此时输出到第一开关管S1为低电平)，变压器T1的次级绕组上边为负，下边为正。由于第一开关管S1和第二开关管S2连续工作，变压器T1的次级绕组产生交变的直流电，再通过整流滤波就得到直流输出电压。由电压采样控制电路5和输出电压稳压电路6输出的直流信号送到光电隔离电路4,，经过隔离转换送给PWM芯片3，来调整输出控制信号的占空比，进而调整逆变电路的输出波形。

上述电路在一次侧引入钳位电容C1，使功率开关管电压峰值钳位在2倍的输入电压，可以解决传统推挽电路由于低压大电流所引起漏感开关尖峰；在二次侧引入谐振电容Cr，实现零电压及零电流下开通和关断功能的软开关；在二次侧选用全桥整流电路，实现更高的输出电压。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。