用于准谐振工作模式的BoostPFC变换器的控制装置和控制方法与流程

本发明涉及电路领域，更具体地涉及一种用于准谐振工作模式的Boost PFC变换器的控制装置和控制方法。

背景技术：

准谐振工作模式的开关直流升压(Boost)功率因数校正(PowerFactor Correction，简称PFC)变换器由于成本低、外围元件少、耗能低等优点，被广泛应用在各种电路系统中。然而，在功率开关的导通时间恒定的准谐振工作模式的Boost PFC变换器中，其输入电容会导致其输入电压与输入电流之间的相移，从而导致其功率因数小、谐波失真(THD)大。

技术实现要素：

本发明提供了一种用于准谐振工作模式的Boost PFC变换器的开关控制组件，包括：斜坡信号生成模块，被配置为根据表征准谐振工作模式的Boost PFC变换器中与功率开关串联的电感器的退磁情况的退磁表征信号以及预定的参考信号，在功率开关从关断变为导通的时刻起经过一段时间后利用斜坡电流信号生成斜坡电压信号；以及控制信号生成模块，被配置为根据斜坡电压信号、表征准谐振工作模式的Boost PFC变换器的输出电压的输出电压表征信号以及退磁表征信号生成功率开关控制信号，用于控制功率开关的导通与关断，从而控制准谐振工作模式的Boost PFC变换器的输出电压。

本发明还提供了一种用于准谐振工作模式的Boost PFC变换器的开关控制组件，包括：斜坡信号生成模块，被配置为根据准谐振工作模式的Boost PFC变换器的输入电压的取样信号以及预定的参考信号，在准谐振工作模式的Boost PFC变换器中的功率开关从关断变为导通的时刻起经过一段时间后利用斜坡电流信号生成斜坡电压信号；控制信号生成模块，被配置为根据斜坡电压信号、表征准谐振工作模式的Boost PFC变换器的输出电压的输出电压表征信号以及表征准谐振工作模式的Boost PFC变换器中与功率开关串联的电感器的退磁情况的退磁表征信号，生成功率开关控制信号，用于控制功率开关的导通与关断，从而控制准谐振工作模式的Boost PFC变换器的输出电压。

根据本发明的开关控制组件可以改善准谐振工作模式的Boost PFC变换器的功率因数和谐波失真。

附图说明

从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明，其中：

图1是传统的准谐振工作模式的Boost PFC变换器的电路原理图；

图2是用在图1所示的准谐振工作模式的Boost PFC变换器中的传统的开关控制组件的示意框图；

图3是图1所示的准谐振工作模式的Boost PFC变换器中的电感电流I_L和电感电流I_L的平均值I_{L_ave}的波形图；

图4是图1所示的准谐振工作模式的Boost PFC变换器中的输入电压Vin、输入电流Iin的平均值Iin_ave、电感电流I_L的平均值I_{L_ave}和流向输入电容Cin的电流I_C的波形图；

图5是根据本发明实施例的用于图1所示的准谐振工作模式的Boost PFC变换器的开关控制组件的示意框图；

图6是图5中所示的斜坡信号生成模块的电路图；

图7a是在采用图5所示的开关控制组件的情况下，图1所示的准谐振工作模式的Boost PFC变换器中的与正向电压信号Vcs_p、斜坡电压信号Vramp、功率开关S1的驱动信号gate以及控制开关K3的闭合与断开的采样信号sample的波形图；

图7b是在采用图5所示的开关控制组件的情况下，图1所示的Boost PFC变换器中的输入电压Vin、峰值电压信号Vcs_peak以及电容器C1上的电压信号V_C1的波形图；

图8是另一传统的准谐振工作模式的Boost PFC变换器的电路原理图；

图9是根据本发明实施例的用在图8所示的准谐振工作模式的Boost PFC变换器中的开关控制组件的示意框图；

图10是图9中所示的斜坡信号生成模块的电路图；

图11a是在采用图10所示的开关控制组件的情况下，图9所示的准谐振工作模式的Boost PFC变换器中的电容器C2上的电压信号V_C2、斜坡电压信号Vramp以及功率开关S1的驱动信号gate的波形图；

图11b是在采用图10所示的开关控制组件的情况下，图9所示的准谐振工作模式的Boost PFC变换器中的输入电压Vin的取样信号V_AC以及电容器C1上的电压信号V_C1的波形图。

具体实施方式

下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。

图1是传统的准谐振工作模式的Boost PFC变换器的电路原理图。如图1所示，Boost PFC变换器100包括交流整流组件102、开关控制组件104以及电压输出组件106，其中：交流整流组件102接收来自交流电源的交流输入电压V_AC，并将交流输入电压V_AC变换为经整流的输入电压Vin(下面，简称为输入电压Vin)；开关控制组件104通过INV端子接收电压输出组件106的输出电压Vo的取样信号，通过CS端子接收表征电压输出组件106中的电感器L的退磁情况的退磁表征信号，并基于输出电压Vo的取样信号和退磁表征信号生成控制电压输出组件106中的功率开关S1的导通与关断的控制信号，从而控制电压输出组件106的输出电压Vo(即，Boost PFC变换器100的输出电压)。这里，输出电压Vo的取样信号是输出电压Vo的分压信号。

在图1所示的Boost PFC变换器100中，当功率开关S1导通时，输入电压Vin给电感器L充电；流过电感器L的电感电流I_L的峰值I_PK取决于功率开关S1的导通时间Ton(即，功率开关S1处于导通状态的持续时间)：

$I_{PK}=\frac{V_{in}\×T_{on}}{L}---\left(1\right)$

其中，L表示电感器L的电感值。

当功率开关S1关断时，输出电压Vo和输入电压Vin之间的差值电压Vo-Vin给电感器L退磁；并且在电感器L退磁结束后，功率开关S1再次导通。

图2是用在图1所示的准谐振工作模式的Boost PFC变换器中的传统的开关控制组件的示意框图。如图2所示，开关控制组件104具有GATE端子、CS端子、INV端子、GND端子、COMP端子以及VCC端子，并且包括斜坡信号生成模块201、脉冲宽度调制(PWM)信号生成模块202、逻辑控制模块203、驱动模块204、退磁检测模块205、误差放大器(EA)模块206以及欠压保护(UVLO)模块207，其中：斜坡信号生成模块201的输出端与PWM信号生成模块202的正相输入端连接；COMP端子以及误差放大器(EA)模块206的输出端与PWM信号生成模块202的反相输入端连接；PWM信号生成模块202的输出端与逻辑控制模块203的第一输入端连接；退磁检测模块205的输出端与逻辑控制模块203的第二输入端连接；逻辑控制模块203的输出端与驱动模块204的输入端连接；驱动模块204的输出端与GATE端子连接；CS端子与退磁检测模块205的输入端连接；INV端子与误差放大器(EA)模块206的反相输入端连接；GND端子接地；VCC端子与欠压保护模块207的输入端连接。

在图1所示的准谐振工作模式的Boost PFC变换器中，流过电感器L的电感电流I_L经由电阻Rcs和RC滤波组件生成电压信号Vcs，此电压信号被送入CS端子；CS端子处的电压信号Vcs的大小可以表征电感电流I_L的大小进而可以表征电感器L的退磁情况，因此CS端子处的电压信号Vcs被称为退磁表征信号。由于电感电流I_L是从地流向CS端子的，所以CS端子处的电压信号Vcs为负向电压信号，即Vcs＝-I_L*Rcs；当CS端子处的电压信号Vcs高于一个接近为零的负向阈值(例如，-10mV)时，可以判定电感器L退磁结束。电感器L退磁结束后再延迟一段时间，功率开关S1再次导通。

在图2所示的开关控制组件104中，斜坡信号生成模块201在功率开关S1导通时，基于预定的斜坡电流信号Iramp生成斜坡电压信号Vramp，并将斜坡电压信号Vramp输出至PWM信号生成模块202的正相输入端；误差放大器(EA)模块206基于INV端子处的取样信号以及输入到其正相输入端的参考电压信号Vref_ea生成输出电压表征信号Vcomp(即，COMP端子处的电压)，并将输出电压表征信号Vcomp输出至PWM信号生成模块202的反相输入端；PWM信号生成模块202通过将斜坡电压信号Vramp与输出电压表征信号Vcomp进行比较生成PWM信号，并将PWM信号输出至逻辑控制模块203；退磁检测模块205基于CS端子处的退磁表征信号生成退磁检测信号，并将退磁检测信号输出至逻辑控制模块203；逻辑控制模块203基于PWM信号以及退磁检测信号生成控制信号；驱动模块204基于控制信号生成驱动信号，从而驱动功率开关S1导通与关断。

这里，当斜坡电压信号Vramp高于输出电压表征信号Vcomp时，PWM信号生成模块202生成低电平的PWM信号，逻辑控制模块203基于低电平的PWM信号生成低电平的控制信号，驱动模块204基于低电平的控制信号生成低电平的驱动信号，从而驱动功率开关S1关断；当退磁表征信号Vcs高于一个接近为零的负向阈值(例如，-10mV)时，退磁检测模块205生成高电平的退磁检测信号，逻辑控制模块203基于高电平的退磁检测信号生成高电平的控制信号，驱动模块204基于高电平的控制信号生成高电平的驱动信号，从而驱动功率开关S1导通。

由以上所述可知，由误差放大器(EA)模块206生成的输出电压表征信号Vcomp决定了功率开关S1的导通时间Ton。由于输出电压表征信号Vcomp在交流电源的一个工频周期内基本恒定，所以功率开关S1在交流电源的一个工频周期内的导通时间Ton是恒定的。

图3是图1所示的准谐振工作模式的Boost PFC变换器中的电感电流I_L和电感电流I_L的平均值I_{L_ave}的波形图。在图1所示的Boost PFC变换器中，流过电感器L的电感电流I_L和电感电流I_L的平均值I_{L_ave}的关系如下：

$I_{L\_ave}=\frac{1}{2}{I}_{PK}=\frac{V_{in}\×T_{on}}{2L}---\left(2\right)$

由公式(2)可以看出，电感电流I_L的平均值I_{L_ave}能跟随输入电压Vin变化，为正弦波。然而，如图1所示，Boost PFC变换器100的输入电流Iin由两部分组成，一部分是流过电感器L的电感电流I_L，另一部分是流向交流整流组件102中的输入电容Cin的电流I_C，即，Iin＝I_L+I_C。

流向输入电容Cin的电流I_C为：

$I_C=C_{in}\·\frac{{\mathrm{dV}}_{in}}{dt}---\left(3\right)$

输入电压Vin为：

V_in＝|V_{in_pk}·sin(2πf·t)| (4)

将公式(4)代入公式(3)可以得到：

I_C＝2πf·C_in·V_{in_pk}·cos(2πf·t)(2πf·t)∈(0，180°)

I_C＝-2πf·C_in·V_{in_pk}·cos(2πf·t)(2πf·t)∈(180°，360°) (5)

其中，V_{in_pk}表示输入电压Vin的峰值电压，f表示交流输入电压V_AC的频率。

输入电流Iin的平均值Iin_ave等于电感电流I_L的平均值I_{L_av}e与流向输入电容Cin的电流I_C之和：

I_{in_ave}＝I_{L_ave}+I_C (6)

图4是图1所示的准谐振工作模式的Boost PFC变换器中的输入电压Vin、输入电流Iin的平均值Iin_ave、电感电流I_L的平均值I_{L_av}e和流向输入电容Cin的电流I_C的波形图。从图4可以看出，输入电压Vin越高，流向输入电容Cin的电流I_C越大，电感电流I_L的平均值I_{L_ave}越小，流向输入电容Cin的电流I_C所引起的输入电压和输入电流的相移越大，从而导致Boost PFC变换器的功率因数越小、谐波失真越大。也就是说，输入电容Cin会造成输入电压Vin与输入电流Iin之间的相移，从而导致Boost PFC变换器的功率因数和谐波失真变差。

鉴于以上情况，提出了一种新颖的用于准谐振工作模式的Boost PFC变换器的新颖的开关控制组件。

图5是根据本发明实施例的用于图1所示的准谐振工作模式的Boost PFC变换器的开关控制组件的示意框图。如图5所示，开关控制组件500包括斜坡信号生成模块501、PWM信号生成模块502、逻辑控制模块503、驱动模块504、退磁检测模块505、误差放大器(EA)模块506以及欠压保护(UVLO)模块507。

在图5所示的开关控制组件500中，斜坡信号生成模块501、PWM信号生成模块502、逻辑控制模块503、驱动模块504、退磁检测模块505、误差放大器(EA)模块506以及欠压保护(UVLO)模块507之间的连接关系以及信号处理流程与图2中所示的相应模块之间的连接关系以及信号处理流程相同，在此不再赘述。

图5所示的开关控制组件500与图2所示的开关控制组件104的不同主要在于，斜坡信号生成模块501基于CS端子处的退磁表征信号Vcs、参考电压信号Vth1以及预定的斜坡电流信号Iramp生成斜坡电压信号Vramp。

图6是图5中所示的斜坡信号生成模块的电路图。如图6所示，斜坡信号生成模块501包括电压转换电阻601、电阻605、电压源V1、第一比较器602、第二比较器603、电容器C1、电容器Cramp、开关K1、开关K2、开关K3、开关Ks以及运算放大器604。

在图6所示的斜坡信号生成模块501中，通过电压转换电阻601、电阻605和电压源V1将来自CS端子的退磁表征信号Vcs转换成正向电压信号Vcs_p；在功率开关S1关断前，通过控制开关K3闭合对正向电压信号Vcs_p的峰值进行采样，生成峰值电压信号Vcs_peak；第一比较器602通过对峰值电压信号Vcs_peak和参考电压信号Vth1进行比较，生成控制开关K1闭合与断开的第一控制信号，从而控制电容器C1的充电与放电；第二比较器603通过对正向电压信号Vcs_p和电容器C1上的电压信号V_C1进行比较，生成控制开关K2闭合与断开的第二控制信号，从而控制电容器Cramp的充电与放电。

这里，当峰值电压信号Vcs_peak高于参考电压信号Vth1时，第一比较器602生成低电平的第一控制信号，开关K1断开，固定电流I1对电容器C1充电；当峰值电压信号Vcs_peak低于参考电压信号Vth1时，第一比较器602生成高电平的第一控制信号，开关K1闭合，电容器C1放电。

这里，开关Ks的闭合与断开与功率开关S1的导通与关断是相反的，即，开关Ks在功率开关S1关断时导通，并在功率开关S1导通时断开。在功率开关S1导通时，输入电压Vin给电感器L充电，正向电压信号Vcs_p上升；当正向电压信号Vcs_p高于电容器C1上的电压信号V_C1时，第二比较器603生成高电平的第二控制信号，开关K2导通，斜坡电流信号Iramp给电容器Cramp充电。当电容器Cramp上的斜坡电压信号Vramp高于输出电压表征信号Vcomp时，功率开关S1断开，开关Ks闭合，斜坡电压信号Vramp被拉低到最低值V1。

图7a是在采用图5所示的开关控制组件的情况下，图1所示的准谐振工作模式的Boost PFC变换器中的正向电压信号Vcs_p、斜坡电压信号Vramp、功率开关S1的驱动信号gate以及控制开关K3的闭合与断开的采样信号sample的波形图。如图7a所示，在功率开关S1导通期间，当正向电压信号Vcs_p上升至高于电容器C1上的电压信号V_C1时，斜坡电压信号Vramp开始上升；当斜坡电压信号Vramp上升至高于输出电压表征信号Vcomp时，功率开关S1关断；功率开关S1的导通时间Ton由两部分组成，一部分是斜坡电压信号Vramp从V1上升至输出电压表征信号Vcomp的时间Tramp(由于输出电压表征信号Vcomp基本恒定，所以时间Tramp也是恒定的)；另一部分是正向电压信号Vcs_p从0V上升到电容器C1上的电压信号V_C1的时间Td1。

根据电感器的电磁感应定律，电感器L两端的电压等于输入电压Vin，因此可以得出

$V_{in}\×T_{d1}=L\×\frac{V_{C1}}{R_{cs}}---\left(7\right)$

其中，Rcs为电流检测电阻，L为电感器L的电感量，对于一个给定的系统，电感L和电阻Rcs均恒定。因此，T_d1随输入电压Vin和电容器C1上的电压信号V_C1变化。在电容器C1上的电压信号V_C1恒定的情况下，输入电压Vin越高，正向电压信号Vcs_p从0V上升到V_C1的时间Td1越短，功率开关S1的导通时间Ton越短；输入电压Vin越低，正向电压信号Vcs_p从0V上升到V_C1的时间Td1越长，功率开关S1的导通时间Ton越长。

图7b是在采用图5所示的开关控制组件的情况下图1所示的准谐振工作模式的Boost PFC变换器中的输入电压Vin、峰值电压信号Vcs_peak以及电容器C1上的电压信号V_C1的波形图。如图7b中所示，当输入电压Vin到达谷底时，与退磁表征信号Vcs相对应的正向电压信号Vcs_p的峰值电压信号Vcs_peak(Vcs_peak反映电感电流I_L的峰值大小)小于参考电压信号Vth1，电容器C1上的电压信号V_C1归零；当输入电压Vin的相位角增大时，电容器C1上的电压信号V_C1增大。

如上所述，输入电压Vin为V_in＝|V_{in_pk}·sin(2πf·t)|，(2πf·t)即为输入电压Vin的相位角，其中f表示交流输入电压V_AC的频率，为恒定值。

这里，电容器C1上的电压信号V_C1为：

$V_{C1}=\frac{I_1}{C_1}\·t---\left(8\right)$

由公式(8)可以看出，随着输入电压Vin的相位角(即，t)的增大，电容器C1上的电压信号V_C1增大。由公式(7)可以看出，随着电容器C1上的电压信号V_C1增大，正相电压信号Vcs_p从0V上升到电压V_C1的时间Td1增大，从而使得功率开关S1的导通时间Ton增大。由公式(2)和公式(3)可以看出，随着功率开关S1的导通时间Ton增大，流向输入电容Cin的电流I_C减小，电感电流I_L增大，从而可以补偿输入电容Cin造成的相移，优化准谐振工作模式的Boost PFC变换器的功率因数和THD。

也就是说，结合图1至图7b描述了这样一种用于准谐振工作模式的Boost PFC变换器的开关控制组件，包括：斜坡信号生成模块，被配置为根据表征准谐振工作模式的Boost PFC变换器中与功率开关(例如，功率开关S1)串联的电感器(例如，图1中所示的电感器L)的退磁情况的退磁表征信号(例如，退磁表征信号Vcs)以及预定的参考信号(例如，参考电压信号Vth1)，在功率开关从关断变为导通的时刻起经过一段时间后利用斜坡电流信号(例如，斜坡电流信号Iram)生成斜坡电压信号(例如，斜坡电压信号Vramp)；以及控制信号生成模块，被配置为根据斜坡电压信号(例如，斜坡电压信号Vramp)、表征准谐振工作模式的BoostPFC变换器的输出电压的输出电压表征信号(例如，输出电压表征信号Vcomp)以及退磁表征信号生成功率开关控制信号(例如，逻辑控制模块503生成的控制信号)，用于控制功率开关的导通与关断，从而控制准谐振工作模式的Boost PFC变换器的输出电压。

在一些实施例中，退磁表征信号是负向电压信号，斜坡信号生成模块被配置为：将退磁表征信号转换为正向电压信号(例如，正向电压信号Vcs_p)；对正向电压信号的峰值电压进行采样，生成峰值电压信号(例如，峰值电压信号Vcs_peak)；对峰值电压信号与参考信号进行比较，生成第一控制信号；基于第一控制信号，利用预定电流(例如，固定电流I1)生成第一阈值电压信号(例如，电容器C1上的电压信号V_C1)；对正向电压信号与第一阈值电压信号进行比较，生成第二控制信号；以及基于第二控制信号，利用斜坡电流信号生成斜坡电压信号。

在一些实施例中，斜坡电压信号生成模块包括电压转换电阻(例如，电压转换电阻601和605)、第一比较器(例如，第一比较器602)、第二比较器(例如，第二比较器603)、第一电容器(例如，电容器C1)、第二电容器(例如，电容器Cramp)。其中，电压转换电阻将退磁表征信号转换为正向电压信号；第一比较器对峰值电压信号与参考信号进行比较，并基于比较结果生成第一控制信号；第一电容器在第一控制信号的控制下利用预定电流充电，生成第一阈值电压信号；第二比较器对正向电压信号与第一阈值电压信号进行比较，并基于比较结果生成第二控制信号；第二电容器在第二控制信号的控制下利用斜坡电流信号充电，生成斜坡电压信号。

在一些实施例中，斜坡信号生成模块还包括运算放大器(例如，运算放大器604)，该运算放大器在第二电容器放电时将第二电容器上的电压信号维持在预定电压(例如，电压V1)。

在一些实施例中，第一电容器在峰值电压信号大于参考信号时充电，并且在峰值电压信号小于所述参考信号时放电；第二电容器在正向电压信号大于第一阈值电压信号时充电，并且在正向电压信号小于第一阈值电压信号时放电或维持电压不变。

在一些实施例中，控制信号生成模块被配置为：通过将斜坡电压信号与输出电压表征信号进行比较，生成脉冲宽度调制信号(例如，由PWM信号生成模块502执行)；以及基于脉冲宽度调制信号和退磁表征信号生成功率开关控制信号。

图8是另一传统的准谐振工作模式的Boost PFC变换器的电路原理图。如图8所示，Boost PFC变换器系统800包括交流整流组件802、开关控制组件804以及电压输出组件806，其中：交流整流组件802接收来自交流电源的交流输入电压V_AC，并将交流输入电压V_AC变换为经整流的输入电压Vin(以下，简称为输入电压Vin)；开关控制组件804通过VAC端子接收输入电压Vin的取样信号、通过INV端子接收电压输出组件806的输出电压Vo的取样信号以及并且通过CS端子接收表征电压输出组件806中的电感器L的退磁情况的退磁表征信号，并基于输入电压Vin的取样信号、输出电压Vo的取样信号以及退磁表征信号生成控制电压输出组件106中的功率开关S1的导通与关断的控制信号，从而控制电压输出组件106的输出电压Vo。这里，输入电压Vin的取样信号和输出电压Vo的取样信号分别是输入电压Vin和输出电压Vo的分压信号。

图9是根据本发明实施例的用在图8所示的准谐振工作模式的BoostPFC变换器中的开关控制组件的示意框图。如图9所示，开关控制组件804包括斜坡信号生成模块901、PWM信号生成模块902、逻辑控制模块903、驱动模块904、退磁检测模块905、误差放大器(EA)模块906以及欠压保护(UVLO)模块907。

在图9所示的开关控制组件804中，开关控制组件804除了具有GATE端子、VIN端子、CS端子、GND端子、COMP端子、VCC端子以外还具有VAC端子；斜坡信号生成器901、PWM信号生成模块902、逻辑控制模块903、驱动模块904、退磁检测模块905、误差放大器(EA)模块906以及欠压保护(UVLO)模块907之间的连接关系以及信号处理流程与图2中所示的相应模块之间的连接关系以及信号处理流程相同，在此不再赘述。

图9所示的开关控制组件804与图2所示的开关控制组件104的不同主要在于，斜坡信号生成模块901基于由VAC端子接收的输入电压Vin的取样信号V_AC、参考电压信号Vth2以及预定的斜坡电流信号Iramp生成斜坡电压信号Vramp。

图10是图9中所示的斜坡信号生成模块的电路图。如图10所示，斜坡信号生成模块901包括跨导放大器1001、电容器C1、电容器C2、电容器Cramp、第一比较器1002、第二比较器1003、触发器1004、开关K1-K3、开关Ks以及运算放大器1005。

在图10所示的斜坡信号生成模块901中，第一比较器1002通过将输入电压Vin的取样信号V_AC与参考电压信号Vth2进行比较，生成控制开关K1闭合与断开的第一控制信号，从而控制电容器C1的充电与放电。其中，当输入电压Vin的取样信号V_Ac低于参考电压信号Vth2时，第一比较器1002生成高电平的第一控制信号，开关K1导通，电容器C1放电至0V；当输入电压Vin的取样信号V_AC高于参考电压信号Vth2时，第一比较器1002生成低电平的第一控制信号，开关K1关断，固定电流I1给电容器C1充电。

在图10所示的斜坡信号生成模块901中，开关K2的闭合与断开和功率开关S1的导通与关断是同步的，即，开关K2在功率开关S1导通时闭合，并在功率开关S1关断时断开；跨导放大器1001在功率开关S1导通期间，基于输入电压Vin的取样信号V_AC生成大小为Gm*V_AC的电流，并用此电流给电容器C2充电，其中，Gm表示跨导放大器1001的跨导值；第二比较器1003通过将电容器C2上的电压信号V_C2和电容器C1上的电压信号V_C1进行比较，生成控制开关K3闭合与断开的第二控制信号。其中，当电容器C2上的电压信号V_C2高于电容器C1的电压信号V_C1时，第二比较器1003生成高电平的第二控制信号，开关K3导通，电容器C2上的电压信号V_C2归零，且保持到功率开关S1关断。

在图10所示的斜坡信号生成模块901中，开关Ks的闭合与断开与功率开关S1的导通与关断是相反的，即，开关Ks在功率开关S1关断时导通，并在功率开关S1导通时断开；触发器1004基于第二控制信号和控制功率开关S1关断的驱动信号gate的反向信号gate_off，生成控制开关K4闭合与断开的第三控制信号，从而控制电容器Cramp的充电与放电。

当功率开关S1导通时，电流Gm*V_AC给电容器C2充电；当电容器C2上的电压信号V_C2低于电容器C1上的电压信号V_c1时，第三控制信号是低电平，开关K4关断，斜坡电压信号Vramp保持在V1；当电容器C2上的电压信号V_C2高于电容器C1上的电压V_C1时，第三控制信号是高电平，开关K4导通，斜坡电流信号Iramp给电容器Cramp充电；当电容器Cramp上的斜坡电压信号Vramp高于输出电压表征信号Vcomp时，功率开关S1关断。

图11a是在采用图10所示的开关控制组件的情况下图9所示的准谐振工作模式的Boost PFC变换器中的电容器C2上的电压信号V_C2、斜坡电压信号Vramp以及功率开关S1的驱动信号gate的波形图。如图11a所示，在功率开关S1导通后，跨导放大器1001基于输入电压Vin的取样信号V_AC生成的大小为Gm*V_AC的电流给电容器C2充电；当电容器C2上的电压信号V_C2上升至高于电容器C1上的电压信号V_C1时，开关K3导通，电容器C2上的电压信号V_C2归零，同时开关K4导通，斜坡电流信号Iramp给电容器Cramp充电，电容器Cramp上的斜坡电压信号Vramp开始上升；当斜坡电压信号Vramp高于输出电压表征信号Vcomp时，功率开关S1的驱动信号变为低电平，同时控制斜坡电流信号Iramp给电容器Cramp充电的开关K4关断。因此，功率开关S1的导通时间Ton由两部分组成，一部分是斜坡电压信号Vramp从V1上升到输出电压表征信号Vcomp的时间Tramp(由于输出电压表征信号Vcomp基本恒定，所以时间Tramp也是恒定的)；另一部分是电容器C2上的电压信号V_C2上升到电压信号V_C1的时间Td2。

根据电容器的伏安特性，给电容器C2充电的充电电流等于V_AC×Gm，因此可以得出

V_AC×Gm×T_d2＝C2×V_C1 (9)

即

这里，电容器C2的电容量C2和跨导放大器1001的跨导值Gm均恒定，Td2只随输入电压Vin的取样信号V_AC(相当于随输入电压Vin)和电容器C1上的电压信号V_C1变化。在电容器C1上的电压信号V_C1恒定的情况下，输入电压Vin越高，给电容器C2充电的电流越大，电压信号V_C2从0V上升到电压信号V_C1的时间Td2越短，即功率开关S1的导通时间Ton越短；输入电压Vin越低，给电容器C2充电的电流越小，电压信号V_C2从0V上升到电压信号V_C1的时间Td2越长，即功率开关S1的导通时间Ton越长。

图11b是在采用图10所示的开关控制组件的情况下图9所示的准谐振工作模式的Boost PFC变换器中的输入电压Vin的取样信号V_AC以及电容器C1上的电压信号V_C1的波形图。如图11b中所示，当输入电压Vin(其是正弦半波电压)达到谷底时，输入电压Vin的取样信号V_AC小于参考电压信号Vth2，此时电容器C1的电压信号V_C1归零；当输入电压Vin的相位角增大时，电容器C1上的电压信号V_C1增大。

如上所述，输入电压Vin为V_in＝|V_{in_pk}·sin(2πf·t)|，(2πf·t)即为输入电压Vin的相位角，其中f表示交流输入电压V_AC的频率，为恒定值。

这里，电容器C1上的电压信号V_C1为(即，公式(8))。由公式(8)可以看出，随着输入电压Vin的相位角(即，t)的增大，流向输入电容Cin的电流I_C减小，电容器C2上的电压信号V_C2从0V上升到V_C1的时间Td2增大，功率开关S1的导通时间增大，流过电感器L的电感电流I_L增大，这可以补偿输入电容Cin造成的相移，从而优化准谐振工作模式的Boost PFC变换器的功率因数和THD。

换句话说，结合图8至图11b描述了这样一种用于准谐振工作模式的Boost PFC变换器的开关控制组件，包括：斜坡信号生成模块，被配置为根据Boost PFC变换器的输入电压的取样信号(例如，取样信号V_AC)以及预定的参考信号(例如，参考电压信号Vth2)，在Boost PFC变换器中的功率开关(例如，功率开关S1)从关断变为导通的时刻起经过一段时间后利用斜坡电流信号(例如，斜坡电流信号Iramp)生成斜坡电压信号(例如，斜坡电压信号Vramp)；控制信号生成模块，被配置为根据斜坡电压信号、表征准谐振开关电源的输出电压的输出电压表征信号(例如，输出电压表征信号Vcomp)以及表征准谐振工作模式的Boost PFC变换器中与功率开关串联的电感器(例如，电感器L)的退磁情况的退磁表征信号(例如，退磁表征信号Vcs)，生成功率开关控制信号，用于控制功率开关的导通与关断，从而控制Boost PFC变换器的输出电压。

在一些实施例中，斜坡信号生成模块被配置为：对取样信号与参考信号进行比较，生成第一控制信号；基于第一控制信号，利用预定电流(例如，固定电流I1)生成第一阈值电压信号(例如，电容器C1上的电压信号V_C1)；基于功率开关控制信号和第二控制信号，利用取样信号生成第二阈值电压信号(例如，电容器C2上的电压信号V_C2)；对第一阈值电压信号与第二阈值电压信号进行比较，生成第二控制信号；以及基于功率开关控制信号和第二控制信号，利用斜坡电流信号生成斜坡电压信号。

在一些实施例中，斜坡信号生成模块包括跨导放大器(例如，跨导放大器1001)、第一比较器(第一比较器1002)、第二比较器(例如，第二比较器1003)、第一电容器(例如，第一电容器C1)、第二电容器(例如，第二电容器C2)、第三电容器(例如，电容器Cramp)。其中，跨导放大器利用取样信号生成用于对第二电容器充电的充电电流；第一比较器对取样信号与参考信号进行比较，生成第一控制信号；第一电容器在第一控制信号的控制下利用预定电流充电，生成第一阈值电压信号；第二比较器对第一阈值电压信号与第二阈值电压信号进行比较，生成第二控制信号；第二电容器在功率开关控制信号以及第二控制信号的控制下利用充电电流充电，生成第二阈值电压信号；第三电容器在功率开关控制信号以及第二控制信号的控制下利用斜坡电流信号充电，生成斜坡电压信号。

在一些实施例中，斜坡信号生成模块还包括运算放大器(例如，运算放大器1005)，该运算放大器在第三电容器放电时将第三电容器上的电压信号维持在预定电压。

在一些实施例中，第一电容器在取样信号大于参考信号时充电，并且在取样信号小于参考信号时放电；第二电容器在功率开关导通且第二阈值电压信号小于第一阈值电压信号时充电，并且在功率开关导通且第二阈值电压信号大于第一阈值电压信号时放电直至功率开关关断；第三电容器在功率开关导通且第二控制信号为高电平时开始充电直至功率开关关断。

综上所述，本发明提供了一种用于准谐振工作模式的Boost PFC变换器的控制方法，包括：基于斜坡电流信号和输入电压控制所述准谐振工作模式的Boost PFC变换器中的功率开关的导通与关断，从而控制准谐振工作模式的Boost PFC变换器的输出电压，其中，功率开关的导通时间包括由斜坡电流信号控制的第一导通时间、以及由输入电压控制的第二导通时间，第二导通时间与输入电压的乘积随输入电压的相位角的增大而增大。

本发明可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。例如，特定实施例中所描述的算法可以被修改，而系统体系结构并不脱离本发明的基本精神。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本发明的范围由所附权利要求而非上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本发明的范围之中。