一种永磁同步电机的变PID参数电流环启动方法与流程

本发明涉及永磁同步电机的启动领域，尤其是一种永磁同步电机的变pid参数电流环启动方法。

背景技术：

永磁同步电机采用电子换相，可以避免传统机械传动装置引起的噪声和损耗，可以提高系统的运行效率，减少震动噪音，和其他电机相比具有很多无可比拟的优势。

在永磁同步电机的控制中，需要确定转子的位置和速度信息，传统上安装位置传感器务必影响到电机结构，通常会增加系统的成本与复杂性，而采用无位置控制可降低控制的成本、提高电机的运行稳定性和可靠性。

永磁同步电机的无位置控制中，由于转子初始位置未知，电机启动时易发生过流、启动失步等问题，所以永磁同步电机的可靠启动一直都是控制的关键和难点。

现有技术中，永磁同步电机的电流控制一般可以通过滞环控制或者pid控制器进行调节控制。滞环控制可以将控制信号维持在以参考值为中心的滞环宽度内，也称为bang-bang控制，其控制方法简单，但是在控制精确度要求比较高的场合下往往难以达到控制要求。传统pid控制器是一个精确的线性方程所表示的算法，即：

式中，在任意t时刻，u(t)为控制输出信号，e(t)为被控制量误差信号，kp为比例控制参数，ki为积分控制参数，kd为微分控制参数。在传统的pid控制系统中kp比例控制参数用于比例控制，kp增大可以加快对控制量的调节，过大则可能造成系统超调，系统稳定性下降；ki积分控制参数用于积分控制，ki增大可以消除系统稳态误差，在控制初期过大会造成积分饱和现象；kd微分控制参数用于微分控制，kd增大可以改善系统的动态性能，过大则可能降低系统的抗干扰性能。

整定出一套合适的kp、ki和kd控制参数可以使系统取得比较理想的控制效果，但是传统pid控制器中这三个参数在确定后不再改变，往往难以适应系统的各种复杂的工作状态和动态过程，而且整定合适kp、ki和kd控制参数也往往需要耗费大量的时间和精力。

技术实现要素：

发明目的：为解决上述传统永磁同步电机的电流环控制中pid控制器参数不可调，容易出现过流、启动失步的技术问题，本发明提出一种永磁同步电机的变pid参数电流环启动方法。

技术方案：为实现上述技术效果，本发明提出的技术方案为：

一种永磁同步电机的变pid参数电流环启动方法，该方法通过位置估算器、电流环控制参数整定模块、电流pid控制环、svpwm调制模块和三相逆变器生成永磁同步电机驱动信号，控制永磁同步电机启动；该方法包括以下步骤：

(1)永磁同步电机启动前，使电机转子n极与三相定子坐标系abc中的a轴重合；定义α-β坐标系的α轴和abc坐标系的a轴重合，β轴逆时针超前α轴90度电角度；d-q坐标系的d轴与永磁体转子的n磁极重合，q轴逆时针超前d轴90度电角度；定义旋转坐标系d-q的d轴与abc坐标系的a轴夹角为转子位置角；

(2)采集时刻t时永磁同步电机三相绕组上的电流ia，ib，ic，通过clark变换将ia，ib，ic转换为α-β坐标系的α轴分量iα和β轴分量iβ；再通过park变换将iα和iβ转换为d-q坐标系的d轴分量id和q轴分量iq；其中，id为电机定子励磁分量电流，iq为电机定子转矩分量电流；id和iq的表达式为：

给定电机定子励磁分量电流的控制期望值为电机定子转矩分量电流的控制期望值为计算与id的差值以及与iq的差值为：

(3)构建启动过程中给定的转子位置角角度函数：θ＝f(t)，f(t)为关于时间t的单调递增函数；永磁同步电机启动后，位置估算器实时估算t时刻的转子位置角θ′；将θ′与t时刻的转子位置角角度函数给出的角度值θ求差，得到角度误差值δθ，δθ＝θ-θ′；

(4)构建电流pid控制环的pid控制模型为：

其中，x为pid控制模型的输入变量，u(t)为pid控制模型的输出变量，kp为比例控制参数，ki为积分控制参数，kd为微分控制参数，δθ为位置估算器估算的t时刻的转子位置角θ′与转子位置角角度函数给出的t时刻给定位置角θ之间的误差值，即δθ＝θ-θ′；δθmin、xmax、xmin均为预先设定的阈值；

kp、ki、kd均由电流环控制参数整定模块根据δθ、δid和δiq更新，其更新的步骤为：

s1：构建控制参数更新模型为：

其中，i表示更新的次数，λ1为根据δθ对控制参数进行整体整定的系数，λ2为比例参数整定系数，λ3为积分参数整定系数，λ4为微分参数整定系数，其中，λ1≥0，λ2≥0，λ3≥0，λ4≥0；

s2：令x＝δid，根据控制参数更新模型计算出对应的kp、ki、kd；将δθ、x＝δid以及计算出的kp、ki、kd带入pid控制模型，得到δid对应的pid控制电压ud；

s3：令x＝δiq，根据控制参数更新模型计算出对应的kp、ki、kd；将δθ、x＝δiq以及计算出的kp、ki、kd带入pid控制模型，得到δiq对应的pid控制电压uq；

(4)通过park逆变换将ud和uq从旋转坐标系d-q上变换到两相定子静止坐标系上，形成两相电压信号uα、uβ发送给svpwm调制模块和位置估算器，park逆变换的表达式为：

svpwm调制模块根据uα、uβ通过空间矢量调制计算出六路pwm调制波，控制三相逆变器在直流母线电压udc的作用下输出三相对称交流正弦电压，驱动永磁同步电机启动。

进一步的，该方法还包括通过速度pid控制环进行永磁同步电机启动控制，通过速度pid控制环进行控制的步骤为：

(2-1)位置估算器估算t时刻的电机转速n，并给定电机转速最小阈值n1；

(2-2)当满足：n≥n1且|δθ|≤δθmin时，将位置估算器输出的电机转子角度θ′作为park变换和park逆变换的旋转角，将park变换表达式更新为：

park逆变换表达式更新为：

(2-3)计算位置估算器估算出的电机转速n与给定速度参考值n^*之间的差值δn；构建速度pid控制器，以δn为速度pid控制器的输入值，将速度pid控制器的输出值作为电流pid控制环新的参考值此时变pid参数电流环启动过程结束，速度pid控制环和电流pid控制环一起，实现永磁同步电机的速度、电流双闭环无位置稳定运行。

进一步的，所述步骤(2)中通过clark变换将ia，ib，ic转换为α-β坐标系的α轴分量iα和β轴分量iβ的方法为：

令：

进一步的，所述位置估算器实时估算t时刻的转子位置角θ′和电机转速n的方法为：

(4-1)构建数字化电机模型：

其中，rs为永磁同步电机绕组相电阻，ls为绕组相电感，eα和eβ为反电动势信号；

(4-2)通过数字化电机模型求解电机电流模型：

其中，eα和eβ为包含电机反电动势信息的信号zα、zβ通过滤波得到的平滑信号；将rs、ls、uα、uβ带入电机电流模型，得到电流参考值将参考电流分别与电机实际电流iα、iβ做差，得到误差值分别为δiα和δiβ；

(4-3)根据δiα和δiβ，通过位置估算器内置的滑模控制器计算输出zα、zβ信号；滑模控制器模型为：

式中，δiαmax和δiβmax为滑模控制器的误差限幅值，δiαmax＞0，δiβmax＞0，k为滑模控制器的增益，k＞0；

(4-4)zα、zβ信号经过滤波，得到反电动势信号eα和eβ，滤波模型为：

式中，ts为算法控制周期，π为圆周率，fc为滤波截止频率；

(4-5)根据反电动势信号eα和eβ，估算的转子位置信息θ′与电机转速n为：

进一步的，

进一步的，所述步骤(3)中，

当x＝δid时，令xmax＝δidmax、xmin＝δidmin、umax＝udmax，δidmax为电流环电机定子励磁分量电流控制的最大误差设定值，δidmin为电流环电机定子励磁分量电流控制的最小误差设定值，udmax为电流环电机定子励磁分量控制输出电压的最大限幅值；

当x＝δiq时，令xmax＝δiqmax，xmin＝δiqmin，umax＝uqmax，δiqmax为电机定子转矩分量电流控制的最大误差设定值，δiqmin为电机定子转矩分量电流控制的最小误差设定值，uqmax为电机定子转矩分量控制电压的最大限幅值。

有益效果：与现有技术相比，本发明具有以下优势：

每次执行电流环前配置kp、ki和kd参数，在确保电流、转子位置估算精确的前提下，保证电流平缓变化，启动更安全可靠；电流环控制转矩电流分量从小到大变化，防止启动电流过大；当位置估算器检测转子位置足够精确时驱使电机进入速度、电流双闭环无位置运行阶段，保证切换的平滑性与可靠性。本发明的启动方法使得永磁同步电机的无位置启动更可靠与安全，而且控制成本低廉，控制系统动态性能好，抗干扰能力强。

附图说明

图1是本发明永磁同步电机变pid参数电流环启动框图。

图2是本发明控制算法空间坐标系关系图。

图3是本发明永磁同步电机位置估算器工作原理图。

图4是本发明永磁同步电机启动过程转矩分量电流参考值变化图。

图5是本发明永磁同步电机速度、电流双闭环无位置控制框图。

具体实施方式

本发明针对目前永磁同步电机控制方案中存在的不足，提出一种永磁同步电机的变pid参数电流环启动方法，该控制方案解决了永磁同步电机无位置控制启动过程中易发生过流、启动失步的问题，提高了永磁同步电机无位置控制的可靠性，提高了控制性能。

下面通过附图对本发明所提出的技术方案做具体说明。

图2为本发明控制算法空间坐标系关系图。

n-s为永磁同步电机的永磁体，永磁体转子在空间会产生恒定的磁场，当三相对称的正弦波交流电通入三相定子绕组a、b、c中时，便会产生空间旋转磁场，此时转子磁场就会受定子磁场的拉力作用而随着定子旋转磁场同步旋转。

根据图2，abc坐标系表示三相定子坐标系，三相交流电机绕组轴线a、b、c互相差120电角度，空间矢量在这三个坐标轴上的投影即表示为该空间矢量在这三个绕组a、b、c上的分量；α-β坐标系表示两相定子静止坐标系，令α-β坐标系的横轴α轴和abc坐标系的a轴重合，α-β坐标系的纵轴β轴逆时针超前横轴α轴90度电角度，空间旋转磁场也可以通过向两相静止坐标系上的两相绕组通对称电压产生；d-q坐标系的横轴d轴与永磁体转子的n磁极在同一位置上，d-q坐标系的纵轴q轴逆时针超前横轴d轴90度电角度，在空间上，该坐标系与永磁体转子保持同步旋转，d-q坐标系也称为旋转坐标系。

当永磁体转子与定子旋转磁场保持同步旋转时，定义旋转坐标系的横轴d轴(即转子n极)与abc坐标系的a轴夹角为转子的位置角θ，转子与定子磁场保持同步的转速为n，该转速与定子旋转磁场频率f(也是正弦交流电压的频率)和永磁同步电机极对数p的关系表示为：

本发明永磁同步电机的变pid参数电流环启动方法，主要包括以下步骤：

向电机三相绕组通电，使转子n极静止停在abc坐标系a轴方向位置，此时转子位置角θ＝0；向电机三相绕组通入三相对称正弦交流电压，电压频率f不断增加，电机便会开始启动加速，给定转子位置角θ递增；在电机启动后，位置估算器便开始估算转子位置θ′，计算与转子位置角θ之间的误差值δθ，然后根据估算误差δθ和电机定子励磁分量电流误差值δid和转矩分量电流误差值δiq，通过整定模块调整电流环的kp、ki和kd参数(kp为比例控制参数，ki为积分控制参数，kd为微分控制参数)，配置完成后执行电流环；当电机启动加速到一定速度范围，且当位置估算器估测角度足够精确时(|δθ|足够小)，投入速度环控制，将永磁同步电机切换到速度、电流双闭环无位置控制模式，永磁同步电机的变pid参数电流环启动过程结束。

图1为本发明永磁同步电机变pid参数电流环启动框图。

根据图1，本发明永磁同步电机的变pid参数电流环启动系统包括以下模块：

启动位置角给定模块、位置估算器模块、角度估算误差计算模块、park变换模块、clark变换模块、park逆变换模块、电流环控制参数整定模块、电流pid控制环、svpwm调制模块、三相逆变器和永磁电机。

所述的启动位置角给定模块与park变换模块、park逆变换模块和角度估算误差计算模块相连；所述的park变换模块还与clark变换模块和电流pid控制环相连；所述的clark变换模块还与永磁电机的三相绕组a、b、c相连；所述的永磁电机还与三相逆变器相连；所述的三相逆变器还与svpwm调制模块相连，udc提供电机运行所需直流母线工作电压；所述的svpwm调制模块还与park逆变换模块相连；所述的park逆变换模块还与电流pid控制环相连；电流pid控制环还与电流环控制参数整定模块相连；所述的角度估算误差计算模块与启动位置角给定模块和位置估算器相连。

检测永磁电机a、b、c三相绕组电流ia、ib、ic，clark变换模块将检测到的电流信号从三相定子坐标系变换到两相定子静止坐标系上，输出两相电流信号iα、iβ，变换方程为：

启动过程中，启动位置角给定模块向park变换模块和park逆变换模块输出电机位置角θ，用于坐标变换计算，park变换环节将clark变换模块输出的两相电流信号iα、iβ从两相定子静止坐标系变换到旋转坐标系上，输出两相电流信号id、iq，变换方程为：

在d-q旋转坐标系上，id表示电机定子励磁分量电流，iq表示电机定子转矩分量电流，本发明控制算法采用id＝0控制策略，使电机定子电流全部转化为转矩分量电流iq，这样只需要通过控制转矩分量电流iq就可以控制电机定子电流，从而实现对电机转速的控制。

根据图1，本发明采用变参数电流pid控制环控制电机定子电流信号，分别控制定子励磁分量电流id和转矩分量电流iq。

id电流控制环与iq电流控制环采用相同的控制环结构，控制参数整定方法也一致，通过电流误差信号与角度估算误差信号进行控制参数的整定，因此本说明书中只以id电流控制环为例对本发明变pid控制参数电流环的参数整定规则进行说明。

为了便于控制参数整定，先作如下定义：

估算角度与给定位置角的误差δθ为：

δθ＝θ-θ′

励磁电流id与参考值的误差为：

电流误差的积分为：

电流误差的微分为：

控制参数整定规则根据这四个参数，实时调整id电流控制环的kp、ki和kd控制参数，可以尽快消除控制误差，改善系统动态性能，达到理想的控制效果。

当永磁电机刚刚启动，即电流环刚开始工作时，被控制量误差往往较大，此时为了尽快消除误差可以采用较大的kp控制参数，较小的ki和kd参数；当启动一段时间后，被控电流误差减小，为了防止超调发生，可以降低kp控制参数；为了消除静态误差，改善电流环动态性能，此时可以增大ki和kd参数；本发明还加入了角度估算误差δθ作为规则参考因素，因此，设计id电流环控制参数调整规则的数学模型如下所示：

ud(t)＝udmax，|x|＞δidmax

ud(t)＝0，|x|＜δidmin且|δθ|＜δθmin

模型中ud(t)表示id电流环控制输出，udmax为电流环输出最大限幅值，δidmax为电流环最大误差设定值，δidmin为电流环最小误差设定值，δθmin为位置估算最小误差设定值。其中，udmax＞0，δidmax＞δidmin＞0，δθmin＞0。这些值应根据控制系统不同而作适当改动。

(1)当|x|＞δidmax时，往往是永磁同步电机刚刚启动或者电流发生突变的情况下，此时电流误差很大，为了最快速度调节电流使之达到参考值，电流环输出最大限幅值，此时kp＝ki＝kd＝0；

(2)当δidmin≤|x|≤δidmax时，此时电流误差较小，此时电流环投入比例、积分与微分控制，按照一定规则改变其大小，令其值不小于零：

1)x·z＞0，此时若x＞0，z＞0则说明id比参考值小但还在继续减小；若x＜0，z＜0则说明id比参考值大且还在继续增大。这两种情况都会导致误差值δid越来越大，此时应增大kp的大小，加强系统比例作用，促使被控制量id迅速向参考值变化；

2)x·z＜0，此时若x＞0，z＜0则说明id比参考值小但正在增大；若x＜0，z＞0则说明id比参考值大但正在减小。这两种情况都说明误差值δid正趋于零，此时为了避免kp过大造成超调，应逐渐减小kp的大小；

3)x·y＜0，此时若x＞0，y＜0则说明id比参考值小但正在加速增大；若x＜0，y＞0则说明id比参考值大但正在加速减小。此时，应增大ki的大小，加强系统积分作用，尽快消除系统静态误差；

4)x·y＞0，此时若x＞0，y＞0则说明id比参考值小，且正在加速减小；若x＜0，y＜0则说明id比参考值大，且正在加速增大。这两种情况都会导致误差值δid迅速增大，应立即减小ki的大小，削弱系统积分作用；

5)y·z＞0，此时z＞0，y＜0或z＜0，y＞0，这两种情况均说明id的变化趋势有利于使参考值与被控制量的误差累积量减小至趋于零。此时，应增大kd的大小，利用系统微分作用，使系统响应速度加快，动态性能提高；

6)y·z＜0，此时z＞0，y＜0或z＜0，y＞0，这两种情况均则说明id的变化趋势可能使误差累积量继续增大。为了防止系统振荡加强，应立即减小kd的大小，削弱系统微分作用；

(3)当|x|＜δidmin且|δθ|＞δθmin，说明id电流的控制精度还不够，此时应该同时增大kp、ki和kd控制参数，加强电流环的控制作用；

以上id电流环控制参数的整定规则可以概括为：

式中i＝1，2，3…为控制参数调整次数，λ2为比例参数整定系数，λ3为积分参数整定系数，λ4为微分参数整定系数，λ1为根据δθ对控制参数进行整体整定的系数，其中，λ1≥0，λ2≥0，λ3≥0，λ4≥0。

(4)当|x|＜δidmin且|δθ|≤δθmin，说明通过电流环控制，id与参考值相差无几，位置估算器计算角度已比较精确，此时应保持控制系统稳定，防止发生振荡。

根据图1，当电流环控制参数整定模块整定输出kp、ki和kp参数后，执行id电流控制环与iq电流控制环。通过pid控制环的调节后，分别输出两相电压信号ud、uq给park逆变换模块。

park逆变换模块将电流环输出的电压信号ud、uq从旋转坐标系上变换到两相定子静止坐标系上，输出两相电压信号uα、uβ给svpwm调制模块和位置估算器，变换方程为：

位置估算器根据park逆变换模块输出的两相电压信号uα、uβ和clark变换模块输出的两相电流信号iα、iβ进行运算，估算转子角度θ′。

图3为是本发明永磁同步电机位置估算器工作原理图。

根据图1，svpwm调制模块根据park逆变换模块输出的所述位置估算器内含数字化电机模型：

式中，rs为永磁同步电机绕组相电阻，ls为绕组相电感，eα和eβ为反电动势信号。通过数字化电机模型求解电机电流：

根据图3，zα、zβ为包含电机反电动势信息的信号，通过滤波可以得到平滑的eα和eβ信号。通过参数rs、参数ls，电压信号uα、uβ、zα、zβ，计算得到电流参考值参考电流分别与电机实际电流iα、iβ做差，误差值分别为δiα和δiβ。

根据δiα和δiβ，通过滑模控制器计算输出zα、zβ信号，滑模控制器数学模型如下所示：

式中，δiαmax和δiβmax为滑模控制器的误差限幅值，δiαmax＞0，δiβmax＞0，k为滑模控制器的增益，k＞0，滑模控制器的输出由它们一起决定。

zα、zβ信号经过滤波，得到反电动势信号eα和eβ，则其滤波模型为：

式中，i＝1，2，3…为滤波次数，ts为算法控制周期，π为圆周率，fc为滤波截止频率，一般设置与电机电频率f相等。

根据反电动势信号eα和eβ，通过角度、速度计算模块便可输出估算的转子位置信息θ′与电机转速n。计算原理为：

位置估算器估算出的转子位置θ′与转子实际位置θ存在误差，通过角度估算误差计算模块计算误差值δθ：

δθ＝θ-θ′

两相电压信号uα、uβ，通过空间矢量调制运算输出六路pwm调制波，控制三相逆变器在直流母线电压udc的作用下输出三相对称交流正弦电压。

图4为本发明永磁同步电机启动过程转矩分量电流参考值变化图。

根据图4，结合图1，在电机启动过程中，电流环控制电机定子电流，控制电机磁通分量电流控制电机转矩电流分量从小到大慢慢增大。

根据图4，t＝0时刻，电机转子完成定位，t0和t1时刻分别为电机启动过程中的两个时刻。从t＝0到t＝t0时刻，令转矩分量电流iq0的大小确保电流在不会发生过流的前提下保证该电流可以拖动转子进行加速转动；从t＝t0到t＝t1时刻，从iq0缓慢增加到iq1，该过程保证转子能够加速达到预设转速n1，n1＞0；从t＝t1时刻以后，保持不变一直到速度环投入工作。

图5为本发明永磁同步电机速度、电流双闭环无位置控制框图。

根据图5，结合图1，速度、电流双闭环无位置控制框图在图1启动控制结构的基础上增加了速度pid控制环。

预设一个角度估算标准值δθmin，δθmin＞0，当电机加速到一定速度范围，n≥n1时，且位置估算器估测转子角度与电机实际转子位置角之间的误差值足够小，即|δθ|≤δθmin时，把电机切换到速度环控制模式。速度环采用传统pid控制环，因为其控制结构简单可靠。

切换至速度环控制模式后，位置估算器输出估算的电机转子角度θ′给park变换模块和park逆变换模块来代替原来的给定转子位置角θ。坐标变换方程分别变为：

位置估算器输出估算的电机转速值n，令其与给定速度参考值n^*作差，差值δn通过速度pid控制环进行控制，输出值作为iq电流pid控制环新的参考值id电流pid控制环结构保持不变。此时变pid参数电流环启动过程结束，速度pid控制环和电流环一起，实现永磁同步电机的速度、电流双闭环无位置稳定运行。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。