一种高速内嵌式永磁同步电机电流解耦控制方法与流程

本发明涉及到内嵌式永磁同步电机控制技术领域，具体涉及到一种高速内嵌式永磁同步电机电流解耦控制方法。

背景技术：

内嵌式永磁同步电机(英文缩写为ipmsm，以下简称永磁同步电机或电机)以其高效率、高功率密度和高惯量比的特性广泛应用于电动汽车、重型工业机械等各种工业场合。ipmsm具有转子结构特殊，磁极凸出的特点，其转子结构的不对称性所产生的磁阻转矩有助于提高电机的过载能力，与表贴式永磁同步电机(英文缩写为spmsm)相比更易于利用电枢反应实现弱磁控制，扩大转速范围，使电机能运行在更高的速度下。

高速内嵌式永磁同步电机因其体积更小、重量更轻、功率密度更高，而越来越受到重视，然而其高供电频率fn也使得控制难度增加。

一方面，目前在内嵌式控制系统中多采用转速、电流双闭环矢量控制技术。在矢量控制技术中，当进行坐标变换时会引入与速度有关的电压耦合量，而且随着转速的升高，耦合电压的比重会不断增加，对系统稳定性影响也会越严重。传统电流pi控制只对交直(dq)轴的2个电流环单独起作用，没有考虑交叉耦合项，当电机运行到高速情况下，耦合项会逐渐加大，严重影响控制效果；harneforsl教授(harneforsl,neehp.model-basedcurrentcontrolofacmachinesusingtheinternalmodelcontrolmethod[j].ieeetransactionsonindustryapplications,1995,34(1):133-141.)提出的基于内模的电流解耦策略，解耦效果理想，然而由于使用电流误差经积分后获得电压进行前馈补偿，非常容易引起系统震荡。

另一方面，在高速运行时(电机转速达到10000转/min以上)电机参数(如：交直轴电感(ld,lq)，电阻rs,永磁体磁链ψf)变化非常大，其中交直轴电感变化范围能达到20％，目前的解耦方案比如偏差解耦、电流反馈解耦、内模控制等对电机参数依赖性较强，当参数变化时改善电流耦合特性的能力有限。

除此之外，目前电机系统控制策略多采用常规的间接控制策略，即先在连续域内设计电流解耦控制策略然后离散化应用，这种间接控制策略被证明在绝大多数应用场合下是适用的。然而在电机高速运行时，由于采用欧拉或者双线性等方法进行离散化时带来的截断误差变得不可忽略，在很大程度上会降低系统的鲁棒性，影响系统稳定运行。fernandobriz教授(kimh,degnermw,fernandobriz,guerrerojm,etal.discrete-timecurrentregulatordesignforacmachinedrives[j].ieeetransactionsonindustryapplications,2011,46(4):1425-1435.)利用精确的离散永磁同步电机模型，根据零极点对消原理，采用直接设计法提出了一种新型的离散电流控制策略，即得到理想电流解耦控制器，从本质上解决了交直轴电流解耦问题，避免了截断误差的影响，相对于上文提到的解耦策略，控制效果有着明显的提升，但这种控制方案是建立在精确的电机模型基础上的，当电机参数发生变化时，同样会降低系统的控制性能，甚至导致系统不稳定。

技术实现要素：

针对现有永磁同步电机电流解耦方法在电机高速下存在不足，本发明拟解决的技术问题是，提供一种高速内嵌式永磁同步电机电流解耦控制方法。该控制方法在现有精确离散数学模型的基础上，引入离散滑模控制(d-smc)，将离散滑模控制与理想电流解耦控制器相结合，当控制系统受到参数摄动和外界扰动等因素影响时，仍然可以有效地消除dq轴电流耦合，解决了理想电流解耦控制器在出现参数摄动和外界扰动时dq轴电流解耦效果变差的技术问题，从而提高控制系统的参数适应性和鲁棒性。

本发明为解决上述技术问题所采用的技术方案是，提供一种高速内嵌式永磁同步电机电流解耦控制方法，该方法包括以下步骤：

第一步、建立永磁同步电机精确离散数学模型：

在考虑数字控制延迟因素后，得到永磁同步电机精确离散数学模型，即式(6)：

其中：ud,uq分别为d,q轴电压，j是复数域，z为离散域，ts为采样时间，rs为定子电阻，we为转子电角速度，ld,lq为d,q轴电感；

第二步、构建高速永磁同步电机电流解耦控制器：

2-1、构建理想情况下电机电流解耦控制器：

假设在理想情况下，即永磁同步电机没有发生参数摄动和受到外界扰动时，根据第一步得到的永磁同步电机精确离散数学模型，利用零极点对消原理，通过直接设计法得到式(7)，式(7)即为旋转坐标系下理想情况下电机电流解耦控制器，

其中：kd,kq分别为d，q轴控制器增益，为d、q轴给定电流值；id,iq为d、q轴电机实际电流反馈值；

定义第k个采样时刻理想情况下永磁同步电机输出的d,q轴理想电流为：idk^sim,iqk^sim，理想情况下永磁同步电机输出的d,q轴理想电压为udk^sim,uqk^sim，则理想情况下同步旋转坐标系永磁同步电机精确离散数学模型的等效方程为式(8)，

2-2、构建实际情况下永磁同步电机离散模型：

当控制系统受电机参数变化、外在扰动等因素影响时，实际情况同步旋转坐标系下永磁同步电机的等效方程为式(9)，

其中：

式中：δrs、δld、δlq、δrs、δψf分别为rs、ld、lq、rs、ψf的变化量；ηd、ηq为各种外部扰动和未建模部分的等效；k为离散域内第k个采样时刻；x为扰动变量；

2-3、引入离散滑模控制，构建实际情况下高速永磁同步电机电流解耦控制器：

为了解决理想电流解耦控制器在出现参数摄动和外界扰动时dq轴电流解耦效果变差的问题，引入离散滑模控制(d-smc)，将其与理想情况下电机电流解耦控制器相结合；

在理想控制律udk^sim,uqk^sim基础上增加一个能消除dq轴扰动hd(x,k)、hq(x,k)的控制律udk^real,uqk^real，使得电机在初始状态时，式(9)的状态轨迹和式(8)的状态轨迹一致，则实际控制律udk,uqk满足式(10)，

为使电机的整个运动过程都工作在滑模阶段，按照式(11)建立d轴电流离散滑模面，该滑模面能保证控制系统状态轨迹在开始阶段就在滑模面上，避免了趋近运动；

d轴滑模面：

由式(11)变形后得到式(12)：

为提高控制系统的动态品质，采用式(13)的离散指数型趋近律；

sdk+1-sdk＝-λtssdk-εtssgn(sdk)(13)

式中，λ、ε为常数，sgn()为符号函数；

然后根据式(8)、式(12)和式(13)，得到d轴电流离散滑模控制律为式(14)：

udk＝[-λsdk-εsgn(sdk)]ld+udk^sim(14)

其中：εld＞|hd|，λ＞0，udk^real＝[-λsdk-εsgn(sdk)]ld；

同理通过式(15)建立q轴电流离散滑模面，并按照式(16)采用q轴离散指数型趋近律，根据式(8)、式(15)和式(16)得到q轴电流离散滑模控制律为式(17)：

sqk+1-sqk＝-λtssqk-εtssgn(sqk)(16)，

uqk＝[-λsqk-εsgn(sqk)]lq+uqk^sim(17)，

其中：εlq＞|hq|，λ＞0，uqk^real＝[-λsqk-εsgn(sqk)]lq；

上述sdk为k时刻d轴电流滑模面，sqk为k时刻q轴电流滑模面，zdk、zqk是积分项；式(11)、式(14)和式(15)、式(17)构成离散滑模控制，式(6)、式(7)、式(11)、式(14)、式(15)和式(17)构成实际情况下高速永磁同步电机电流解耦控制器。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

针对高速下，控制系统受到参数摄动和外界扰动时，出现dq轴电流解耦效果不理想的情况，本发明将fernandobriz教授提出的理想情况下电机电流解耦控制器和离散滑模控制有机的结合在一起，设计了相应的离散滑模面使得控制系统在整个运动过程都工作在滑模阶段，既保证dq轴电流解耦效果又提高了系统鲁棒性和参数适应性。这种新型的电流解耦控制方法只是在原离散电流控制器基础上加以改造，易于解析，具有工程实用价值，可满足高速列车驱动和大型牵引驱动运行需求。

附图说明

图1本发明高速内嵌式永磁同步电机电流解耦控制方法所使用的控制系统的结构框图；

图2是本发明高速内嵌式永磁同步电机电流解耦控制方法所使用的控制系统中永磁同步电机速度-电流双闭环控制原理图；

图3是本发明高速内嵌式永磁同步电机电流解耦控制方法的工作原理图；

图4是参数不准确下现有技术中直接设计法的dq电流响应波形图；

图5是参数不准确下本申请控制方法下dq电流响应波形图；

图中，1.控制模块、2.三相逆变器、3.永磁同步电机、4.转速与位置检测装置；5.速度pi调节器、6.高速内嵌式永磁同步电机电流解耦控制器、7.反park变换、8.svpwm空间矢量调制、9.clark变换、10.park变换。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进行详细说明，本发明包括但不限于下述实施例。

本发明高速内嵌式永磁同步电机电流解耦控制方法(简称方法)，该方法包括以下步骤：

第一步、建立永磁同步电机精确离散数学模型：

在静止α-β坐标系下，永磁同步电机的电压方程为式(1)：

式中：uα,uβ为α,β轴电压；iα,iβ为α,β轴电流；ld,lq为d,q轴电感；we为转子电角速度；ψf为永磁体磁链；rs为定子电阻；θr为转子电角度；

将反电势weψf当作扰动项，可得永磁同步电机静止α-β坐标系下传递函数g(s)为式(2)：

不考虑谐波对控制系统的影响，将三相逆变器看成一个单位增益，即被认为是一个理想的零阶保持器，根据式(3)得到零阶保持器h(s)：

其中ts为采样时间，s为连续域；

根据离散控制理论，将永磁同步电机和零阶保持器看作一个广义的控制对象，对其离散化，由式(2)和式(3)得到式(4)，式(4)即为静止α-β坐标系下的三相逆变器驱动永磁同步电机的离散模型：

其中z为离散域，

由于第k个采样时刻计算得到的pwm占空比指令通常在第k+1个采样时刻才执行，控制系统通常存在一拍的延迟滞后环节，延迟滞后环节在静止α-β坐标系传递函数d(z)用式(5)表示：

d(z)＝(z)^-1(5)

在考虑数字控制延迟因素后，通过式(4)和式(5)得到旋转坐标系下考虑延迟的三相逆变器驱动永磁同步电机的精确离散模型为式(6)，即得到永磁同步电机精确离散数学模型：

其中：ud,uq分别为d、q轴电压，j是复数域。

第二步、构建高速永磁同步电机电流解耦控制器：

2-1、构建理想情况下电机电流解耦控制器

假设在理想情况下，即永磁同步电机没有发生参数摄动和受到外界扰动时，根据第一步得到的永磁同步电机精确离散数学模型，利用零极点对消原理，通过直接设计法得到式(7)，式(7)即为旋转坐标系下理想情况下电机电流解耦控制器：

其中：kd,kq分别为d，q轴控制器增益，为d、q轴给定电流值；id,iq为d、q轴电机实际电流反馈值；

定义第k个采样时刻理想情况下永磁同步电机输出的d,q轴理想电流为：idk^sim,iqk^sim，理想情况下永磁同步电机输出的d,q轴理想电压为udk^sim,uqk^sim，则理想情况下同步旋转坐标系永磁同步电机精确离散数学模型的等效方程为式(8)，

2-2、构建实际情况下永磁同步电机离散模型

当控制系统受电机参数变化、外在扰动等因素影响时，实际情况同步旋转坐标系下永磁同步电机的等效方程为式(9)：

其中：

式中：δrs、δld、δlq、δrs、δψf分别为rs、ld、lq、rs、ψf的变化量；ηd、ηq为各种外部扰动和未建模部分的等效；k为离散域内第k个采样时刻；x为扰动变量。

2-3、引入离散滑模控制(d-smc)，构建实际情况下高速永磁同步电机电流解耦控制器

为了解决理想电流解耦控制器在出现参数摄动和外界扰动时dq轴电流解耦效果变差的问题，本发明提出了一种新的电流策略，引入离散滑模控制(d-smc)，将其与理想情况下电机电流解耦控制器相结合，从而提高控制系统的参数适应性和鲁棒性。

在理想控制律(控制律即电压)udk^sim,uqk^sim基础上增加一个可以消除dq轴扰动hd(x,k)、hq(x,k)的控制律udk^real,uqk^real，使得电机在初始状态时，式(9)的状态轨迹和式(8)的状态轨迹一致，则实际控制律udk,uqk满足式(10)，

为使电机的整个运动过程都工作在滑模阶段，建立了式(11)所示d轴电流离散滑模面，该滑模面能保证控制系统状态轨迹在开始阶段就在滑模面上，避免了趋近运动，确保了控制系统在整个运动过程中的鲁棒性；

d轴滑模面：

由式(11)变形后得到式(12)：

为提高控制系统的动态品质，采用式(13)的离散指数型趋近律；

sdk+1-sdk＝-λtssdk-εtssgn(sdk)(13)

式中，λ、ε为常数，sgn()为符号函数；

然后根据式(8)、式(12)和式(13)，得到d轴电流离散滑模控制律为式(14)：

udk＝[-λsdk-εsgn(sdk)]ld+udk^sim(14)

其中：εld＞|hd|，λ＞0，udk^real＝[-λsdk-εsgn(sdk)]ld；

同理通过式(15)建立q轴电流离散滑模面，并按照式(16)采用q轴离散指数型趋近律，根据式(8)和式(15)、式(16)可得q轴电流离散滑模控制律为式(17)：

sqk+1-sqk＝-λtssqk-εtssgn(sqk)(16)

uqk＝[-λsqk-εsgn(sqk)]lq+uqk^sim(17)

其中：εlq＞|hq|，λ＞0，uqk^real＝[-λsqk-εsgn(sqk)]lq；

上述的hd、hq分别为步骤2-2中的hd(x,k)、hq(x,k)，sdk为k时刻d轴电流滑模面，sqk为k时刻q轴电流滑模面，zdk、zqk是积分项；式(11)、式(14)和式(15)、式(17)构成离散滑模控制(d-smc)，式(6)、式(7)、式(11)、式(14)、式(15)和式(17)构成实际情况下高速永磁同步电机电流解耦控制器。

本申请采用的离散滑模控制是在原解耦控制的基础改进抑制参数摄动和外界干扰的，通过设计相应的滑模面，能使整个运动过程都工作在滑模阶段，保证了控制系统的鲁棒性。

关于本发明控制方法鲁棒性的证明如下：

选取李雅普诺夫函数到达条件取为：sk+1²＜sk²，当采样时间ts很小时，离散滑模的存在和到达性条件为：

[sk+1-sk]sgn(sk)＜0,[sk+1+sk]sgn(sk)＞0(17)

系统运行时考虑参数摄动和外部因素的作用，根据式(9)、式(12)和式(17)可得d轴稳定条件为：

d轴：

为使式(18)成立，需保证：εld＞|hd|

根据式(9)、式(15)和式(17)可得q轴稳定条件为：

q轴：

为使式(19)成立，需保证：εlq＞|hq|。

本发明高速内嵌式永磁同步电机电流解耦控制方法所使用的控制系统(参见图1)包括控制模块1、三相逆变器2、转速与位置检测装置4。所述转速与位置检测装置4与待控制永磁同步电机3相连，用于采集永磁同步电机3的转速信息；所述控制模块1包括控制芯片、供电电源、串口通讯电路、功率主电路、电流检测电路和保护电路，电流检测电路与控制芯片连接，控制芯片同时与三相逆变器2的输入端连接，所述三相逆变器的输出端与永磁同步电机3连接；转速与位置检测装置4采集的转速信息和电流检测电路检测的电流信息送到控制芯片，然后控制芯片发出pwm波驱动三相逆变器2，从而控制永磁同步电机3的运行。

本发明高速内嵌式永磁同步电机电流解耦控制方法所使用的控制系统中永磁同步电机速度-电流双闭环控制原理(参见图2)是：控制芯片中设置有速度pi调节器5、高速内嵌式永磁同步电机电流解耦控制器6、反park变换7、svpwm空间矢量调制8、clark变换9和park变换10，通过电流检测电路测得三相定子电流ia,ib,ic，三相定子电流ia,ib,ic经过clark变换9转为iα,iβ，iα,iβ经过park变换10转为id,iq；将给定永磁同步电机初始转速wr^*和通过转速与位置检测装置4测得电机的实际转速wr做差值，将该差值的偏差信号作为速度pi控制器5的输入，速度pi控制器5的输出iq^*作为高速内嵌式永磁同步电机电流解耦控制器6的q轴电流给定；采用id＝0的矢量控制，给定高速内嵌式永磁同步电机电流解耦控制器6的d轴电流为0，即id^*＝0，电流给定值id^*,iq^*和与实际电流反馈值id,iq作为高速内嵌式永磁同步电机电流解耦控制器的输入，高速内嵌式永磁同步电机电流解耦控制器的输出为ud,uq，然后经过反park变换7得到uα,uβ；uα,uβ作为svpwm空间矢量调制8的输入，产生用于控制三相逆变器工作的信号，最终驱动永磁同步电机的运行。

高速内嵌式永磁同步电机电流解耦控制器6为本发明的控制方法，svpwm空间矢量调制、速度pi调节器、park变换、反park变换和clark变换均为现有技术。

图3为本发明高速内嵌式永磁同步电机电流解耦控制方法的工作原理。第k个采样时刻的d、q轴给定电流值为idk^*,iqk^*，通过式(6)所示的永磁同步电机精确离散数学模型，得到的第k个采样时刻的d,q轴理想电流为：idk^sim,iqk^sim，将理想电流idk^sim,iqk^sim与给定电流idk^*,iqk^*做偏差，得到的偏差作为理想情况下电机电流解耦控制器gcd,gcq的输入，理想情况下电机电流解耦控制器的输出为理想电压udk^sim,uqk^sim；将q轴的理想电压uqk^sim与反电势weψf做差，然后将该差值和d轴的理想电压udk^sim作为永磁同步电机精确离散数学模型gq,gd的输入，从而得到新的理想电流iqk+1^sim,idk+1^sim，以此循环往复；

同时将第k个采样时刻的理想电压udk^sim,uqk^sim和永磁同步电机的实际电流idk,iqk代入由式(11)、式(14)和式(15)、式(17)构成的离散滑模控制(d-smc)中，得到第k个采样时刻的实际电压udk,uqk，则udk,uqk即为高速永磁同步电机电流解耦控制器6的输出。然后经过图2中反park变换7、svpwm空间矢量调制8及三相逆变器2的处理后，作用在永磁同步电机3上，得到新的实际电流idk+1,iqk+1。

实施例1

本实施例高速内嵌式永磁同步电机电流解耦控制方法，该方法包括以下步骤：

第一步、建立永磁同步电机精确离散数学模型：

在考虑数字控制延迟因素后，得到永磁同步电机精确离散数学模型，即式(6)：

其中：ud,uq分别为d,q轴电压，j是复数域，z为离散域，ts为采样时间，rs为定子电阻，we为转子电角速度，ld,lq为d,q轴电感；

第二步、构建高速永磁同步电机电流解耦控制器：

2-1、构建理想情况下电机电流解耦控制器：

假设在理想情况下，即永磁同步电机没有发生参数摄动和受到外界扰动时，根据第一步得到的永磁同步电机精确离散数学模型，利用零极点对消原理，通过直接设计法得到式(7)，式(7)即为旋转坐标系下理想情况下电机电流解耦控制器，

其中：kd,kq分别为d，q轴控制器增益，为d、q轴给定电流值；id,iq为d、q轴电机实际电流反馈值；

定义第k个采样时刻理想情况下永磁同步电机输出的d,q轴理想电流为：idk^sim,iqk^sim，理想情况下永磁同步电机输出的d,q轴理想电压为udk^sim,uqk^sim，则理想情况下同步旋转坐标系永磁同步电机精确离散数学模型的等效方程为式(8)，

2-2、构建实际情况下永磁同步电机离散模型：

当控制系统受电机参数变化、外在扰动等因素影响时，实际情况同步旋转坐标系下永磁同步电机的等效方程为式(9)，

其中：

式中：δrs、δld、δlq、δrs、δψf分别为rs、ld、lq、rs、ψf的变化量；ηd、ηq为各种外部扰动和未建模部分的等效；k为离散域内第k个采样时刻；x为扰动变量；

2-3、引入离散滑模控制，构建实际情况下高速永磁同步电机电流解耦控制器：

为了解决理想电流解耦控制器在出现参数摄动和外界扰动时dq轴电流解耦效果变差的问题，引入离散滑模控制(d-smc)，将其与理想情况下电机电流解耦控制器相结合；

在理想控制律udk^sim,uqk^sim基础上增加一个能消除dq轴扰动hd(x,k)、hq(x,k)的控制律udk^real,uqk^real，使得电机在初始状态时，式(9)的状态轨迹和式(8)的状态轨迹一致，则实际控制律udk,uqk满足式(10)，

为使电机的整个运动过程都工作在滑模阶段，按照式(11)建立d轴电流离散滑模面，该滑模面能保证控制系统状态轨迹在开始阶段就在滑模面上，避免了趋近运动；

d轴滑模面：

由式(11)变形后得到式(12)：

为提高控制系统的动态品质，采用式(13)的离散指数型趋近律；

sdk+1-sdk＝-λtssdk-εtssgn(sdk)(13)

式中，λ、ε为常数，sgn()为符号函数；

然后根据式(8)、式(12)和式(13)，得到d轴电流离散滑模控制律为式(14)：

udk＝[-λsdk-εsgn(sdk)]ld+udk^sim(14)

其中：εld＞|hd|，λ＞0，udk^real＝[-λsdk-εsgn(sdk)]ld；

同理通过式(15)建立q轴电流离散滑模面，并按照式(16)采用q轴离散指数型趋近律，根据式(8)、式(15)和式(16)得到q轴电流离散滑模控制律为式(17)，

sqk+1-sqk＝-λtssqk-εtssgn(sqk)(16)，

uqk＝[-λsqk-εsgn(sqk)]lq+uqk^sim(17)，

其中：εlq＞|hq|，λ＞0，uqk^real＝[-λsqk-εsgn(sqk)]lq；

上述sdk为k时刻d轴电流滑模面，sqk为k时刻q轴电流滑模面，zdk、zqk是积分项；式(11)、式(14)和式(15)、式(17)构成离散滑模控制，式(6)、式(7)、式(11)、式(14)、式(15)和式(17)构成实际情况下高速永磁同步电机电流解耦控制器。

本实施例待控制永磁同步电机3为功率10kw的内嵌式永磁同步电机，额定电压是310v，额定转速为12000r/min。所述控制芯片为tms320f28335芯片，所述三相逆变器采用英飞凌ff600r07me4系列逆变模块。将本实施例控制方法与现有的直接设计法进行效果比较。

图4和图5为电机运行在额定转速下，在参数不准确下，当q轴电流发生突变时，dq轴电流响应曲线。

图4是参数不准确下基于直接设计法dq电流响应波形，可以看出在参数不准确时，当存在外界干扰导致q轴电流突变时，d轴电流受到明显影响，dq轴电流之间存在严重耦合。

图5是参数不准确本申请的方法下dq电流响应波形，在参数不准确时，当存在外界干扰导致q轴电流突变时，d轴电流几乎没有影响，标明本申请控制方法对于参数摄动和外界干扰起到明显的抑制作用，dq轴能较好的解耦，并且明显的提高了系统的鲁棒性。

本发明未述及之处适用于现有技术。