一种具有输出电压上翘特性的ISOP逆变器系统无互联均压控制策略的制作方法

本发明涉及ISOP逆变器系统无互联均压控制方法，特别是涉及一种具有输出电压上翘特性的ISOP逆变器系统无互联均压控制策略。

背景技术：

随着分布式新能源越来越多地接入配电网系统，为了满足分布式电源优质并网接入，国内外学者纷纷开展了智能交/直流配用电系统研究，在这些系统中大多采用了电力电子变压器来实现交直流电压转换。电力电子变压器采用多变换器串并联的方案，在高压侧串联以提高电压等级，低压侧并联以提高功率等级。通过逆变器系统的串并联可以减小每个模块的输入电压和输出电流，这样可以减小开关器件的容量，降低开发难度。输入串联输出并联(ISOP)逆变器系统首先必须实现各个变换器子模块的输入均压与输出均流，其次，同时实现功率电路与控制电路的模块化设计才能提高整个系统的可靠性和扩展性。

目前对ISOP逆变器系无互联均压控制策略的研究相对较少，有学者提出一种逆变器输出滤波电感电流交叉反馈的控制策略，加入均压控制后可以实现各个模块的输入均压，但不足之处是所有变换器共用控制器，降低了系统的可靠性。申请号为201510347580.6的专利提出了“一种ISOP逆变器系统无互联均压控制方法”，其核心控制是逆变器输出频率随输入电压上翘，输出电压随输出无功功率下垂。此方案在逆变器的传输阻抗呈感性的情况下可以实现各个模块的输入电压与输出功率均衡。通常高压场合下线路的感抗远大于阻抗，逆变器的等效输出阻抗呈感性，上述控制策略可行。然而在低压配电系统中线路阻抗要大于感抗，逆变器的传输输阻抗偏向阻性，上述控制策略不再可行。

技术实现要素：

发明目的：本发明主要目的是提供一种具有输出电压上翘特性的ISOP逆变器系统无互联均压控制策略，通过重设逆变器的输出阻抗为阻性并采用相应控制策略来实现各个模块的输入均压和输出均流。

技术方案：

一种具有输出电压上翘特性的ISOP逆变器系统无互联均压控制策略，包括步骤：

步骤1)：在各个逆变器模块的控制中加入虚拟电阻R_vir，使各个逆变器模块的输出阻抗呈阻性；所述虚拟电阻的实现方法为：在控制中采样各个逆变器模块的输出电流，将其乘以虚拟电阻模拟电阻上的压降，并以负反馈的形式加入该模块输出电压的给定中；

步骤2)：采样每个逆变器模块的输入电压V_ini、输出电压V_oi以及输出滤波电感电流I_Lfi，并通过功率计算单元计算每个逆变器模块输出的无功功率Q_i；

步骤3)：通过控制方程E_i＝E_i^*+mV_ini和f_i＝f_i^*+nQ_i计算得到各个逆变器模块输出电压的实际参考幅值E_i和实际参考频率f_i；其中，E_i^*和f_i^*和分别为各个逆变器模块的给定参考频率和参考电压；m为输出电压上翘系数，n为频率上翘系数；

步骤4)：将步骤3)计算得到的实际参考频率f_i和实际参考电压幅值E_i合成正弦信号E_refi，并由合成的正弦信号E_refi与电感电流和虚拟电阻的乘积相减得到各个逆变器模块的参考电压V_refi；

步骤5)：将步骤4)得到的逆变器参考电压V_refi与步骤2)采样得到的输出电压V_oi相减，经过PI调节器得到各个模块电流内环的参考电流I_refi；

步骤6)：将步骤5)得到的参考电流I_refi与步骤2)采样得到的输出滤波电感电流I_Lfi相减，经过P调节器得到各个逆变器模块的调制信号，经过PWM控制产生PWM驱动信号驱动各个逆变器模块主电路开关管的开通关断。

所述控制策略为分布式控制策略，即上述各个步骤是对每个逆变器模块的单独控制，各个模块之间的控制不存在任何交叉耦合，上述步骤中的i＝1,2,…,N。

所述步骤4)中逆变器的参考电压V_refi由式(1)得到：

V_refi＝E_isin(2πf_i·t+a_i)-R_vir·I_Lfi (1)

其中，t为时间变量，a_i为初相角，i＝1,2,3…N，N>0。

每个所述逆变器模块为两级系统，前级为隔离型DC-DC变换器，后级为逆变器。

有益效果：本发明通过重设逆变器的输出阻抗，在低压场合将输出阻抗设计成阻性，并用相应的控制策略实现了无互联均压控制，极大地拓展了无互联ISOP逆变器系统的应用场合。

附图说明

图1为加入虚拟电阻的无互联ISOP逆变器系统控制策略；

图2为ISOP逆变器系统单个模块的主电路示意图；

图3为两个模块组成的ISOP逆变器系统；

图4为输出阻抗为阻性时逆变器均压控制特性曲线；

图5为两个模块组成的ISOP逆变器系统输入电压跃变时各个模块的输入电压波形；

图6为两个模块组成的ISOP逆变器系统输入电压跃变时各个模块输出的有功功率波形；

图7为两个模块组成的ISOP逆变器系统输入电压跃变时各个模块输出的无功功率波形；

图8为两个模块组成的ISOP逆变器系统输入电压跃变时各个模块输出电流波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

图1为加入虚拟电阻的ISOP逆变器系统控制框图，各个逆变器模块采用相同而又独立的控制电路，并且各个控制电路之间没有任何通信互联。本发明控制策略适用于各个逆变器模块输出阻抗呈阻性的并联逆变器系统。通常微电网及配电网等低压场合的线路电阻大于电感，该场合下逆变器输出阻抗的阻性大于感性，而高压场合正好相反，所以本专利的控制方案适用于低压场合。为了增大各个逆变器的阻性成分以提高控制精度，可以在各个逆变器模块的控制中加入虚拟电阻R_vir使各个逆变器的输出阻抗呈阻性。

本发明方法包括如下步骤：

步骤1)：在各个逆变器模块的控制中加入虚拟电阻R_vir。虚拟电阻的实现方法为：在控制中采样各个逆变器模块的输出电流，将其乘以虚拟电阻便可模拟电阻上的压降，并以负反馈的形式加入该模块输出电压的给定中。

步骤2)：采样每个逆变器模块的输入电压V_ini、输出电压V_oi以及输出滤波电感电流I_Lfi，并通过功率计算单元计算每个逆变器模块输出的无功功率Q_i；

步骤3)：通过控制方程E_i＝E_i^*+mV_ini和f_i＝f_i^*+nQ_i计算得到各个逆变器模块输出电压的实际参考幅值E_i和实际参考频率f_i，其中，E_i^*和f_i^*和分别为各个逆变器模块的给定参考频率和参考电压；由上述控制方程知，当某个模块的输入电压V_ini升高时，该模块输出电压的参考幅值Ei随之升高，即各个模块的输出电压幅值随输入电压呈上翘调整特性，输出电压幅值上翘的幅度受输出电压上翘系数m的影响。同理,各个模块输出电压频率随该模块输出的无功功率呈上翘调整特性，n为频率上翘系数，如图4所示。

步骤4)：将步骤3)计算得到的实际参考频率f_i和实际参考电压幅值E_i合成正弦信号E_refi，并由合成的正弦信号E_refi与电感电流和虚拟电阻的乘积相减得到各个逆变器模块的参考电压V_refi；

步骤5)：将步骤4)得到的逆变器参考电压V_refi与步骤2)采样得到的输出电压V_oi相减，经过电压外环的比例积分(PI)调节器得到各个模块电流内环的参考电流I_refi；

步骤6)：将步骤5)得到的参考电流I_refi与步骤2)采样得到的输出滤波电感电流I_Lfi相减，经过电流内环的比例(P)调节器得到各个逆变器模块的调制信号，经过PWM控制产生PWM驱动信号驱动各个逆变器模块主电路开关管的开通关断。

以上各个步骤中的i＝1,2,3…N,N>0。

此外，虚拟阻抗是控制策略中加进去的，实际电路中并不存在。

步骤3)和步骤4)中逆变器参考电压的计算公式为：

V_refi＝E_isin(2πf_i·t+a_i)-R_vir·I_Lfi (1)

其中t为时间变量，a_i为初相角，i＝1,2,3…N，N>0。

另外，每个逆变器模块为两级系统，前级为隔离型DC-DC变换器，后级为逆变器。

下面两个模块ISOP逆变器系统(如图3所示)为例来阐述本发明的技术方案。

各个逆变器模块的控制特性曲线为输出频率随输出无功功率上翘，输出电压随输入电压上翘，如图4所示。现假设两个模块输入电压受到扰动使V_in1>V_in2，根据控制特性曲线，逆变器1输出参考电压上升。由于阻性逆变器输出电压大的模块输出的有功功率高，则逆变器1将输出更多有功功率，其输入端电容放电，使V_in1下降，同理V_in2将上升，系统重新回到稳态。其实，有功率守恒知，控制输入电压的均衡就控制了其输出有功功率的均衡。再假设负载端受到扰动使逆变器输出无功功率Q₁>Q₂，根据控制特性曲线，逆变器1的参考频率上升。由于逆变器频率大的模块输出无功功率低，则逆变器1模块将减小无功输出，即Q₁减小，同理Q₂将增大，系统的输出的无功功率回到平衡点。于是在输入输出扰动的情况下，通过所提出的控制策略，各逆变器模块输出的有功功率和无功功率都能保持均衡。图5描述了两个模块组成的ISOP逆变器系统的输入电压波形，在t<0.8s时，系统已达到稳态，在t＝0.8s时，系统电压由400V突升到500V两个模块的输入电压波形，其中V_in1为模块1#的输入电压，V_in2为模块2#的输入电压，可以看出在短暂的调节过程后，每个模块均分系统输入电压。图6和图7为输入电压突变前后模块1#和模块2#输出的有功功率和无功功率。可以看出，在系统输入端发生扰动时，各个模块输出的有功功率和无功功率均能收敛。同时从调节的动态过程可以发现，当模块1#的输入电压偏高时，其输出电压参考幅值信号增加，那么其输出的有功功率增加，其输出电流幅值增加(如图8所示)，这样使模块1#输入电压减小，而模块2#的调节方向正好相反，从而使系统重新进入稳态。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。