本发明涉及IGBT保护的技术领域，特别是针对IGBT的过流保护和对IGBT的驱动信号进行整形。
背景技术：
由于绝缘栅双极型晶体管即IGBT耐高压、耐大电流、驱动功率小、开关速度快等优点，在电力电子中应用广泛。随着IGBT的广泛应用，人们对于其性能要求越来越高。但是由于缺乏合适的保护电路，IGBT很容易损坏。过电流和桥臂直通是造成IGBT损坏的常见原因。
过流保护采用的方案是通过检测VCE大小来判断IGBT过流与否来设计保护电路的。IGBT关断和开通初期VCE较大。对于典型的逆变器拓扑，当上、下桥臂的IGBT都处于关断状态时，IGBT集电极与发射极压差VCE电压为0.5*Vdc，Vdc为与逆变器并联的直流电源。IGBT在开通后，VCE由0.5*Vdc减小到十几伏或者几伏。有的保护电路设计者忽略了上述事实，在IGBT开通初期就让过流保护电路工作，可能导致过流保护电路误动作，甚至导致IGBT无法正常开通。有的过流保护电路抗干扰性较差，发生瞬时过流或外界干扰产生了过流信号的短脉冲时都会误关断IGBT；在避免桥臂直通方面，有的设计存在信号传输延时比较高，导致IGBT的关断信号传输到IGBT上所需时间较长。如果IGBT关断信号与开通信号的传输时间差同PWM的死区时间是同一数量级，可能会影响了IGBT开通延时电路的有效性。如果关断与开通信号的传输时差较长，上桥臂的IGBT尚未关断成功的同时下桥臂IGBT的开通延时已经结束了，这时会发生上下桥直通的事件。
技术实现要素：
发明目的：针对IGBT过流，本文提出了一种软硬件结合的方式来处理这一问题。硬件保护电路在IGBT关断和开通初期不工作，在IGBT开通状态下检测到过流后，且过流信号持续时间超过设定值时，由中断程序发出关断IGBT的指令。为避免上下桥臂直通，本文提出了一种电路，集滤除干扰短脉冲、将驱动信号整形为矩形波、硬件互锁、IGBT开通延时于一体的电路，结构简单，功能全面，信号传输延时短，可靠性高，无论驱动信号是否互补均适用。
技术方案：本发明提出了一种应用于IGBT的整形保护电路，包括两组结构相同的过流保护使能电路、VCE检测电路、与门、滤除干扰短脉冲和整形为矩形波电路、IGBT开通延时电路，同时还包括一个硬件互锁电路和具有上、下桥臂的IGBT电路；上、下桥臂的PWM信号通过各自对应的滤除干扰短脉冲和整形为矩形波电路后进入硬件互锁电路，经过硬件互锁电路后进入各自对应的IGBT开通延时电路，延时后的PWM信号进入IGBT电路对其上、下桥臂进行驱动；过流保护使能电路采集延时后的PWM信号，其输出信号进入与门的一端，VCE检测电路检测IGBT发射极和集电极的压差，其输出信号进入与门的另一端，与门输出端连接外部的控制器。
进一步的，过流保护使能电路包括第一电阻、第二电阻、第三电阻、第一三极管、第一电源、第一电容和光耦，所述光耦包括发光二极管和光敏三极管，所述发光二极管的阳极接收PWM1或PWM2信号，发光二极管的阴极接地，光敏三极管的集电极通过第一电阻连接外接电源Vd的正极，光敏三极管的发射极连接第一三极管的基极，第一三极管的集电极连接第三电阻的一端，第三电阻的另一端连接第二电阻的一端，第二电阻的另一端连接第一电源的正极，第一电源的负极接地，并与第一三极管的发射极连接，第一电容并接在第三电阻上，第二电阻、第三电阻和第一电容的公共端连接到所述与门的一个输入端。
进一步的，硬件互锁电路包括第二三极管、第一加速电容、第一基极限流电阻和第一肖特基二极管和第三三极管、第二加速电容、第二基极限流电阻和第二肖特基二极管，第一基极限流电阻的两端分别连接第二三极管的基极与下桥臂对应的滤除干扰短脉冲和整形为矩形波电路的输出端，第一加速电容并接在第一基极限流电阻上，第一肖特基二极管的阳极连接第二三极管的基极，阴极连接第二三极管的集电极，第二三极管的发射极与上桥臂对应的滤除干扰短脉冲和整形为矩形波电路的输出端连接；第二基极限流电阻的两端分别连接第三三极管的基极与上桥臂对应的滤除干扰短脉冲和整形为矩形波电路的输出端，第二加速电容并接在第二基极限流电阻上，第二肖特基二极管的阳极连接第三三极管的基极，阴极连接第三三极管的集电极，第三三极管的发射极与下桥臂对应的滤除干扰短脉冲和整形为矩形波电路连接。
进一步的，IGBT开通延时电路包括第四电阻、第二电容、比较器，第四电阻的一端接外接电源Vc正极，第四电阻的另一端连接第二电容的一端，同时连接比较器的反相输入端，第二电容的另一端接地，比较器同相输入端接参考电压，比较器输出PWM1信号。
本发明的有益效果是，过流保护电路使能电路避免IGBT在开通初期因VCE电压较高而误动作，软件延时避免IGBT瞬时过流时保护电路误动作，增强IGBT工作时稳定性；为避免IGBT上下桥直通，通过在硬件上互锁和延时双重保护，避免IGBT上下桥直通。驱动整形电路由于互锁电路的核心器件三极管为开关三极管，且有辅助电路用于提高三极管的开关速度，减少了驱动信号的传输延时。IGBT的关断信号与开通信号的在保护电路中的传输时间差同PWM的死区时间不在同一数量级，这样可避免影响IGBT开通延时的功能，提高了保护电路的可靠性。本发明设计的电路结构简单，功能全面，信号传输延时短，可靠性高，成本低。
附图说明
图1为本发明的设计框图；
图2为IGBT过流保护电路原理图；
图3为本发明的IGBT驱动信号整形电路原理图；
图中PWMA和PWMB为逆变器上下桥驱动控制输入信号，PWM1和PWM2为经过整形后对应输出信号。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作更进一步的说明。
图1是整个保护电路的框架图。图2为IGBT的过流保护电路，在框架图中包括VCE检测电路A和过流保护使能电路A，VCE检测电路B和过流保护使能电路B，与门A和与门B；图3为IGBT驱动整形电路，在框架图中包括滤除干扰短脉冲和整形为矩形波电路A、IGBT开通延时电路A、硬件互锁电路、滤除干扰短脉冲和整形为矩形波电路B、IGBT开通延时电路B。
如图2所示，过流保护电路包括VCE检测电路、过流保护使能电路和与门。由于上、下桥臂的VCE检测电路和使能电路完全相同，故这里只画出一路整形电路，并以这一路进行说明。
VCE检测电路包括15V电压源、运算放大器U1、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电阻R5、二极管D1、二极管D2、二极管D3；其中IGBT的集电极C经过二极管D1、R1、R2和15V电源相连。当C端电压上升时，R2两端电压减小，R1与R2的公共端电压增大。二极管D1的作用是防止IGBT的C极电流流入右边的检测电路。R3、R4和15V电源构成分压电路，提供比较器的参考电压。
过流保护电路的具体工作过程和原理：当IGBT发生短路或过流时，IGBT将退饱和，VCE增大，即C端电压增大，R1和R2公共端电压升高，即比较器U1的同相输入端电压升高。当U1的同相输入电压大于反相输入参考值时，比较器U1输出电平翻转，即由低电平变为高电平。比较器U1输出最大限幅值。U1的输出通过二极管与5V电压源相连，使得D2和D3的公共联接点电平钳位至5V左右，与门U2-1端变为高电平，如果此时使能端U2-2也为高电平，那么与门U2的输出Error将变为高电平，向DSP发出信号，程序进入中断服务程序，延时一段时间后再次检测VCE数值，若超过设定参考值，则立刻发出关断IGBT指令。若未超过，则不关断IGBT。这种方式可增强保护电路的抗干扰性，避免误动。在IGBT关断时，该过流保护电路没有工作的意义。此外，当IGBT刚开通时，CE两端电压一般比较大，保护电路此时不应发出关断指令，即保护电路此时应处于未使能状态。
保护使能电路由光耦U3、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电容C1、NPN开关三极管Q1、5V电压源组成。
保护使能电路的具体工作过程和原理：当IGBT处于关断状态时，图2中驱动信号PWM1或PWM2电平为低，光耦U3处于关断状态，开关三极管Q1处于关断状态。电容C1两端电压为零，即U2-2为低电平，Error输出始终为低电平，不会发出有效动作信号。保护电路在IGBT关断状态是不需要工作的，即保护电路处于未使能状态。
当IGBT的驱动信号刚由低电平变为高电平时，光耦U3导通，三极管Q1导通，电容C1开始充电。U2可选用与门74ACT11008，其输入需大于2V才能视为高电平，优选的R8＝4*R7。这样电容C1电压最终为4V。当电容C1电压增大到2V时，保护电路使能端有效。在使能端有效的前提下，检测到VCE电压超过了比较器的参考值，比较器输出高电平。这时与门U2的两个输入均为高电平，输出Error电平由低电平变为高电平，向DSP发出信号。程序进入中断服务程序，延时后Error依然为高电平，立刻发出关断IGBT的指令。
电容C1电压由0V增大到2V的时间T与R7、R8、C1相关。充放电时间常数τ＝(R7//R8)*C1。这段时间的作用是实现IGBT在开通初期保护电路不工作。可根据IGBT的开通速度选择合适的时间常数τ。IGBT在开通后，VCE就迅速降下来了。选择合适的延时时间很重要。延时时间太短，失去延时电路的意义；时间太长，可能IGBT已经发生了过流，这时保护电路仍未工作，失去保护电路的意义。
与直接进行硬件关断的方式相比，通过软件可进行软件延时且延时可调，可避免误动，抗干扰性更好；与采用保护电路在全时段，即IGBT关断阶段和开通阶段均工作的方案相比，避免了因保护电路误动作而影响IGBT的正常开通；与采用在IGBT初期更改参考电压的方案相比，其优越性体现在：对于高压逆变器来说，当与逆变桥并联的外部电源电压为U时，IGBT在关断时承受的电压为0.5*U。开通瞬间，VCE将由0.5*U逐渐减小。对于采用提高参考值的方法来说，受限于运放，其参考值不会超过运放的供电电压。即参考值的提升空间有限。VCE初期电压值超过设定的参考值基本上是肯定的，这样同样会导致IGBT的误关断。当然，可以在开通初期通过运算电路将VCE值按比例变小再输入比较器，这种方法比较复杂，不实用。
IGBT在工作中由于受到电磁干扰，可能出现上下桥IGBT的驱动信号同时为高电平的情况，即在某一时间段，上下桥IGBT同时处于开通状态，使上下桥臂的两个IGBT直通，导致IGBT损坏。
针对IGBT上下桥直通，首先使用电容滤除宽度小于500ns的干扰短脉冲；然后，通过比较器将PWM信号变换成矩形波，提高了脉冲边沿陡峭度，避免IGBT误导通；接着对上下桥IGBT的驱动信号进行互锁，避免上下桥驱动信号同时为高电平导致桥臂直通；最后使用硬件对IGBT进行开通延时。通过在硬件上互锁和延时双重保护，避免IGBT上下桥直通。核心器件三极管为开关三极管，并有外围辅助电路用以提高三极管的开关速度，减少驱动信号的传输延时，减少IGBT开通与关断的传输时间差。
在图3中，避免桥臂直通的硬件电路主要实现滤除干扰短脉冲、将驱动信号整形为矩形波、硬件互锁、IGBT开通延时的功能。IGBT上桥臂的整形电路中元器件型号和规格与下桥臂对应部分完全相同。即U4和U5为同一型号的运算放大器，C2和C3型号和参数相同，R9＝R10，锗管D4、D5、D6、D7型号参数相同，其它的元器件以此类推，不再赘述。上下桥臂的驱动整形电路完全对称，故仍以其中的一路进行说明。
滤除干扰短脉冲和整形为矩形波电路为一个整体，电路由电容C2、电容C3、电阻R9、电阻R10、运算放大器U4、运算放大器U5电阻R11、电阻R12、二极管D4、二极管D5、二极管D6、二极管D7、5V电源以及参考电压Vref1构成。
滤除干扰短脉冲和整形为矩形波电路具体工作过程和原理:电容C2和C3可以滤除持续时间小于500ns的干扰小信号。同时比较器可以对输入的幅值小于参考电压Vref1干扰小信号做进一步的滤除：只有时间和幅值都满足的信号才有可能被响应，不满足的信号都被滤除。
以PWMA为例，当输入为高电平时，PWMA由低电平升至高电平并不是瞬间跳变的，而是有一定的坡度。当PWMA电平增大到Vref1时，运放输出由正的最大限幅值变为负的最大的限幅值；当输入由高电平变为低电平时，与上述过程原理类似，不再赘述。总而言之，这部分电路将输入的驱动信号整形为矩形波，提高了波形陡峭度。
硬件互锁电路包括电阻R13、电阻R14、三极管Q2、三极管Q3、加速电容Cr1、加速电容Cr2、肖特基二极管SBD1和肖特基二极管SBD2。
硬件互锁电路的具体工作过程和原理:当PWMA和PWMB同时为高电平时，Q2的发射极被钳位，电压为0，Q3的发射极也被钳位到0。Q2的基极与发射极电压相同，同样Q3的基极与发射极电压也是相同的。三极管Q2、Q3均处于截至状态。Q2和Q3的集电极电压为10V。U5和U6的反相输入为高电平，且高于Vref2，PWM1和PWM2输出为低电平。
当PWMA和PWMB同时输入为低电平时，Q2和Q3的的发射极均为5V，D3、D4、D5和D6型号规格完全相同，并认为导通时压降相同，这里为简化分析，认为导通压降为0，Q2和Q3的的基极同样为5V。这样Q2和Q3的基极与发射极压差均为0，Q2和Q3均不导通。Q2和Q3的集电极电平仍为高电平，PWM1和PWM2均输出低电平。
当PWMA为高电平，PWMB为低电平，此时Q2发射极电压为0，Q3发射极电压为5V，Q2的基极为5V，Q3的基极为0，这样Q2导通，Q3关断。Q2的集电极输出由高电平变为低电平，PWM1由低电平变为高电平。Q3集电极为高电平，PWM2为低电平。
当PWMA为低电平，PWMB为高电平，PWM1为低电平，PWM2为高电平。具体分析过程与上述情况类似，不再赘述。
开关三极管的型号为国产的3DK4D，集电极最大允许电流为0.6A，集电极-发射极反向击穿电压为45V，集电极最大允许耗散功率为0.7W，特征频率为250MHz，关断时间为180ns。
开关三极管Q2的基极限流电阻R13两端并联加速电容Cr1。当晶体管突然导通，输入信号突然发生跳变，Cr1瞬间短路，为三极管快速提供基极电流，这样加速了晶体管的导通。当晶体管突然关断，输入信号突然发生跳变，Cr1也瞬间导通，为卸放基极电荷提供一条低阻通道，这样加速了晶体管的关断。C通常取值几十到几百皮法。
由于开关三极管导通时工作在饱和区，如果工作在深度饱和，其关断时间会加长。将肖特基二极管并接在基极和发射极之间，可抑制三极管的饱和程度。随着基极电流IB电流的增大，三极管由放大状态进入饱和状态，集电极Vc电压降低。当三极管VCE＝0.3V，VBC＝0.4V，SBD趋于导通，IB继续增大的部分被SBD旁路，三极管饱和程度不再增加。这样三极管由饱和转为截至的时间减少，提高了三极管的关断速度。
三极管基极限流电阻并接加速电容，加快三极管开关速度；三极管基极和发射极之间并接肖特基二极管，提高三极管关断速度。这样做的好处：1.减少驱动信号传输时间；2.三极管关断时间影响IGBT的关断。普通三极管的关断时间比较长，有的关断时间为微秒级。如果不进行处理，可能造成关断信号刚传输到IGBT甚至尚未传输到，此时下桥臂的IGBT开通延时已经结束并开始IGBT的开通，造成上下桥直通。
以日产的开关三极管为例对上述内容进行说明：三极管具体型号为日产开关三极管2SD2129，其开通时间和关断时间分别为1μs和7μs。关断时间比开通时间多6μs，不考虑其他延时，这样IGBT收到的关断指令就比收到开通指令晚6us。如果此时死区时间小于6μs，这样就会造成上桥臂的IGBT尚未关断，下桥臂的IGBT开始开通，造成IGBT上下桥直通。开关三极管开通与关断时间差尚且如此，普通三极管的关断比开通往往会耗费更多的时间，意味着需要死区延时更大，以避免IGBT的损坏。对于高频的PWM信号，这种方法是不可行的。
开关三极管3DK4D的关断时间为180ns。实验中，IGBT的死区时间设置为μs级。这样IGBT的开关信号传输延时短，对开通延时电路基本没有影响，死区时间电路可正常工作，以保护IGBT的可靠运行。
IGBT开通延时电路包括电阻R15、电阻R16、电容C4、电容C5、运算放大器U5、运算放大器U6。
IGBT开通延时电路的具体工作过程和原理：以PWMA路为例，当Q2导通时，C4的电容要从10V放电到Q2导通后集电极的电压Uc。当C4放电到Uref2时，U6出电平PWM1由低电平变为高电平。C4的电压由10V降至Uref2的这段时间为IGBT开通延时。当发送IGBT关断指令后，Q2关断，电容C4需要从Uc充电至10V。当C4充电到Vref2时，PWM1输出由高电平变为低电平。在C4由从Uc充电至Vref2的这段时间为IGBT的关断延时。显然，关断延时越小越好。那么Vref2应设定为接近Uc的某一数值。但必须Vref2大于Q2导通时集电极电压Uc。只有这样，U5的同相输入才会有大于反相的可能,PWM1输出才会由低电平升至高电平。理论值，当Uc＝Vref2时，关断延时为0，即可以做到立刻关断。
以具体实例来进行说明：设置Q2饱和导通时，集电极电压Uc＝0.4V，Uref2＝Uc+0.2V＝0.6V。那么IGBT开通延时T1＝2.813τ。其中τ为充放电时间常数，τ＝R15*C4。所需关断延时T2＝0.021τ。可以看出开通延时是关断延时的133.95倍。关断延时时间极短，与开通延时相比可忽略不计。即这部分电路完成了开通延时的功能，且关断延时可忽略不计。一般的死区时间，上升沿延时为几微秒。
互锁电路主要是应对外界电磁干扰或者程序出错后对桥臂的上下两个IGBT同时发出高电平的开通指令；开通延时电路是针对IGBT自身动态特性，关断延时基本可忽略不计。对于普通的IGBT，其关断时间比开通时间要长。故需要在发出IGBT关断指令后延时一段时间再开通另一路IGBT。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。