本发明涉及转换直流电压的开关调节器方式的dc-dc变换器以及负载驱动用半导体集成电路(负载驱动用ic)，例如涉及一种有效用于在升压型的dc-dc变换器中进行控制，使得开关频率不进入无线电广播等的广播信号的频段和人的可听范围的技术。
背景技术：
作为转换输入直流电压来输出不同电位的直流电压的电路，有开关调节器方式的dc-dc变换器。上述dc-dc变换器中包括以下dc-dc变换器，其具备：开关元件，其将从直流电源提供的直流电压施加给电感器(线圈)来流过电流，并使电感器累积能量；整流元件，其在该开关元件被切断的能量释放期间对电感器的电流进行整流；以及控制电路，其对上述开关元件进行接通、断开控制。而且，在开关调节器方式的dc-dc变换器中进行以下控制，通过误差放大器检测输出电压的大小并反馈给pwm(脉宽调制)比较器，如果输出电压下降则延长开关元件的接通时间，如果输出电压上升则缩短接通时间。
另一方面，近年在搭载在汽车中的显示器等电子设备中，作为控制部件的姿势的致动器，例如有使用压电元件的电子设备。该压电元件是容性负载，驱动这样的元件需要比较高的电压，因此能够使用差动放大器作为压电元件的负载驱动电路，使用升压率高的开关调节器方式的dc-dc变换器作为提供放大器的电源电压的电源装置。另外，搭载在汽车上的电池的电压变动较多，因此考虑在作为生成车载用电子设备的电源电压的电源装置的dc-dc变换器中，使用不管升压源的电压电平而峰值电流能够保持固定的峰值电流控制方式(电流限制pfm方式)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2014-233196号公报
专利文献2：日本特开平08-298768号公报
技术实现要素：
发明要解决的问题
在峰值电流控制方式的dc-dc变换器中，开关频率根据负载电流的变动而变化。具体地说，如图3b所示，负载大时频率变高，负载小时频率变低。但是，在车载用电子设备中有接收无线电广播的音频设备，因此如果dc-dc变换器的工作频率发生变化，例如进入am无线电广播的频段即500khz～1.7mhz的范围，则从扬声器产生噪音。另外，dc-dc变换器的工作频率进入了人的可听范围即20hz～20khz的范围，也可能从电源装置产生类似电感器鸣响那样的刺耳噪音。
因此，为了避免产生这种噪音，考虑以比无线电广播频段更高的1.7mhz以上的频率使dc-dc变换器工作，但是在升压率高、负载容量大的dc-dc变换器中，难以提高开关频率，因此会有难以实用化的问题。
另外，作为根据负载电流的大小使开关频率变化这种开关调节器相关的发明，例如有专利文献1中记载的发明。另外，作为根据输出电压的变动改变脉冲宽度来控制输出电压的频率控制方式的dc-dc变换器相关的发明，例如有专利文献2中记载的发明。
但是，这些发明都将把输出电压的波纹抑制得低并提高转换效率作为课题，进行使开关控制信号的占空比和脉冲宽度变化的控制，而不是进行根据负载电流的大小使流过电感器的峰值电流发生变化，由此使频率发生变化的控制。
另外，如果对根据负载电流的变动使开关频率发生变化的频率控制方式的dc-dc变换器不采取任何措施，则如图4b所示，在启动时输出电压达到设定电压之前的期间，开关元件连续以高频率重复接通、断开，因此会有升压源的电源所要求的电流负载变大，需要具有大的电力供给能力的大规模的电源的问题。
目前，作为解决启动时的上述问题的方法，考虑例如将启动时的峰值电流比通常动作时降低，或者延长断开时间等对策。
该发明在以上背景下作出，其目的为提供根据负载电流的大小使流过电感器的峰值电流发生变化来抑制工作频率的变动，从而能够进行控制使得工作频率不进入人的可听范围以及收音机等的电波广播的频段，防止噪音的产生的dc-dc变换器以及负载驱动用半导体集成电路。
另外，本发明的其他目的在于，提供能够不增加电路规模而降低启动时的功率，且不需要电源供给能力大的大型电源的dc-dc变换器以及负载驱动用半导体集成电路。
用于解决问题的手段
为了达成上述目的，该发明为一种dc-dc变换器，接通、断开使电流流过电感器的开关元件，对流过上述电感器的电流进行整流，由此转换从直流电源提供的直流输入电压来输出不同电位的直流电压，
具备：开关控制电路，其进行在转换后的上述直流电压下降到预定电位时接通上述开关元件，在上述开关元件接通后，流过上述电感器的电流达到预定电流值的时间点断开上述开关元件的峰值电流控制；以及
复制电流生成电路，其生成与输出的电流成正比的复制电流，
上述开关控制电路构成为，在使用由上述复制电流生成电路生成的复制电流与预定的基准电流相加而得到的电流检测出流过上述电感器的电流达到预定电流值的时间点断开上述开关元件。
根据上述手段，能够使流过电感器的峰值电流随着输出的电流的大小而发生变化，由此抑制工作频率的变动，控制成工作频率不进入人的可听范围以及收音机等的无线电广播的频段，从而能够防止噪音的产生。
进一步，也考虑在输出侧设置传感电阻来直接检测输出电流并使峰值电流变化的方式，但是如上述那样生成与dc-dc变换器所输出的电流成正比的复制电流来检测输出电流的大小并控制峰值电流，由此能够避免流过大的电流的传感电阻中的电力损失来提高电力效率。
另外，也考虑检测由于负载的变动使输出电压发生了变化的情况来使峰值电流变化的方式，但是如上述那样生成与dc-dc变换器所输出的电流成正比的复制电流来检测输出电流的大小并控制峰值电流，由此能够提高负载过渡应答特性。
另外，最好具备接收转换后的上述直流电压并输出向负载提供的电流的负载驱动电路，上述复制电流生成电路生成与上述负载驱动电路输出的电流成正比的复制电流。
由此，在具备负载驱动电路的dc-dc变换器中，能够使流过电感器的峰值电流随着负载电流的大小而变化，从而能够抑制工作频率的变动，进行控制使得工作频率不会进入人的可听范围以及收音机等的无线电广播的频段。
进一步，上述负载驱动电路最好具备：差动放大器，其放大输入信号；以及输出部，其生成并输出与该差动放大器的输出对应的电流，上述复制电流生成电路生成与上述输出部输出的电流成正比的复制电流。
由此，在具备根据输入信号驱动负载的负载驱动电路的dc-dc变换器中，能够抑制工作频率的变动，进行控制使得工作频率不会进入人的可听范围以及收音机等的无线电广播的频段。
进一步，上述负载驱动电路具备：多个差动放大器，其放大输入信号；以及多个输出部，其生成并输出与该多个差动放大器的输出对应的电流，
上述复制电流生成电路生成与将上述多个输出部输出的电流合成后的电流成正比的复制电流并提供给上述开关控制电路，
上述开关控制电路在使用由上述复制电流生成电路提供的合成复制电流与预定的基准电流相加而得到的电流检测出流过上述电感器的电流达到预定电流值的时间点断开上述开关元件。
由此，在具备能够输出多个负载电流的负载驱动电路的dc-dc变换器中，能够抑制工作频率的变动，进行控制使得工作频率不会进入人的可听范围以及收音机等的无线电广播的频段。
进一步，最好构成为生成与上述差动放大器的动作电流和上述输出部输出的电流合成而得到的电流成正比的复制电流。
由此，即使在上述输出部输出的电流较小的情况下也能够更准确地复制负载电流，能够抑制工作频率的变动，进行控制使得工作频率不会进入人的可听范围以及收音机等的无线电广播的频段。
进一步，上述开关元件最好是场效应晶体管，
上述开关控制电路具备：场效应晶体管，其是与上述开关元件相同的导电类型，且流过将通过上述复制电流生成电路生成的复制电流与上述基准电流相加而得到的电流，上述开关控制电路还具备：电流检测电路，其将通过该场效应晶体管进行电流电压转换而得的电压作为参考电压，与上述开关元件的漏极电压进行比较，当该漏极电压达到上述参考电压时，生成赋予断开上述开关元件的定时的信号。
由此，能够容易地设定与赋予开关元件的断开定时的峰值电流的值对应的参考电压，并使用该参考电压检测出最优的断开定时。
另外，最好具备能够将上述开关元件的漏极电压提供给上述电流检测电路并且能够切断该漏极电压的传输开关，该传输开关构成为配合上述开关元件的接通、断开来进行接通、断开控制。
由此，能够避免在上述开关元件断开时错误地将高电压施加给上述电流检测电路。
进一步，上述开关控制电路最好具备：分压电路，其将输出电压进行分压并生成反馈电压；以及在上述反馈电压到达预定电位时生成赋予接通上述开关元件的定时的信号的电路，
上述分压电路构成为分压比能够切换，根据该分压电路的分压比来设定输出电压，
上述电流检测电路具备：多个并联方式的场效应晶体管，其是与上述开关元件相同的导电类型，且流过将上述复制电流与上述基准电流合成而得到的电流，
上述多个并联方式的场效应晶体管构成为，根据上述分压电路的分压比选择性地被设为动作状态，由此，在上述开关元件被断开时的该开关元件的漏极电压能够设定为不同的值。
与此，在能够切换输出电压的dc-dc变换器中，能够根据输出电压的设定来设定与赋予开关元件的断开定时的峰值电流的值对应的参考电压，并使用该参考电压检测出最优的断开定时。
进一步，上述负载驱动电路最好具备：差动放大器，其放大输入信号；以及输出部，其生成并输出与该差动放大器的输出对应的电流，
上述输出部具备输出与来自上述差动放大器的信号对应的电流的第一晶体管，
上述复制电流生成电路是具有第二晶体管的电流镜电路，该第二晶体管与上述第一晶体管并联地设置，通过对控制端子施加与施加给该第一晶体管的控制端子的信号相同的信号而流过成正比的电流，流过上述第二晶体管的电流作为上述复制电流被提供给上述电流检测电路。
通过电流镜电路构成复制电流生成电路，从而能够容易地生成与输出电流成正比的复制电流。
另外，上述输出部最好具有在电源电压端子和接地点之间与上述第一晶体管串联连接的第三晶体管，上述第一晶体管和第三晶体管的连接节点与连接负载的输出端子连接，
上述电流镜电路具有：第四晶体管，其以串联方式连接在上述连接节点和接地点之间；以及第五晶体管，其与恒流源、上述第二晶体管串联连接，对控制端子施加与施加给上述第四晶体管的控制端子的信号相同的信号，上述第四晶体管由进行二极管连接的共源共栅型的电流镜电路构成。
将构成复制电流生成电路的电流镜电路设为共源共栅型，由此能够不受沟道长度调制效应的影响而生成与输出电流成正比的复制电流。另外，将共源共栅级的晶体管与构成输出部的晶体管(第三晶体管)不是串联而是并联地设置，由此能够避免输出电压的输出范围变窄。
进一步，最好具备能够将通过上述复制电流生成电路生成的复制电流提供给上述电流检测电路并且能够切断该复制电流的第二传输开关，该第二传输开关构成为在启动时被设为断开状态，在启动后的通常动作时被设为接通状态。
由此，能够不将在启动时通过复制电流生成电路生成的复制电流提供给电流检测电路，因此能够将启动时的峰值电流的值固定为通常动作时的最小值，能够不增大电路规模(输入侧电源的规模)而降低启动时的消耗电力。
另外，本发明的其他发明为一种负载驱动用半导体集成电路，在一个半导体基板上形成开关控制电路和输出向负载提供的电流的负载驱动电路，上述开关控制电路接通、断开使电流流过电感器的开关元件，对流过上述电感器的电流进行整流，由此转换从直流电源提供的直流输入电压并输出不同电位的直流电压，
上述负载驱动电路具有生成与输出的电流成正比的复制电流的复制电流生成电路，接受转换后的上述直流电压并输出提供给负载的电流，并且将上述复制电流提供给上述开关控制电流，
上述开关控制电路进行以下峰值电流控制，即在接通上述开关元件后，在流过上述电感器的电流到达预定电流值的时间点断开上述开关元件，
上述开关控制电路构成为，根据通过上述复制电流生成电路生成的复制电流与预定的基准电流相加而得到的电流来生成用于峰值电流控制的参考电压，在使用该参考电压检测出流过上述电感器的电流达到预定电流值的时间点断开上述开关元件，如果转换后的上述直流电压下降到预定的电位，则接通上述开关元件。
根据上述手段，在内置了电源(dc-dc变换器)的负载驱动用半导体集成电路中，能够使流过电感器的峰值电流根据负载电流的大小而变化，由此能够抑制工作频率的变动，进行控制使得工作频率不进入人的可听范围以及收音机等的无线电广播的频段从而防止噪音的产生。
发明的效果
根据本发明，能够实现进行控制使得工作频率不进入人的可听范围以及收音机等的无线电广播的频段从而能够防止噪音的产生的dc-dc变换器以及负载驱动用半导体集成电路。另外，也有实现以下的dc-dc变换器以及负载驱动用半导体集成电路的效果，即能够不增加电路规模而降低启动时的功率，不需要电力供给能力大的大型电源。
附图说明
图1是表示应用了本发明的dc-dc变换器以及负载驱动用半导体集成电路的一个实施方式的电路结构图。
图2a是表示图1的负载驱动用半导体集成电路中的负载驱动电路部的具体例的电路结构图。
图2b是表示图1的负载驱动用半导体集成电路中的负载驱动电路部的其他具体例的电路结构图。
图3a是表示实施方式的dc-dc变换器中的通常动作时的变换器的负载变化与开关元件的驱动电压以及电感器电流的变化之间的关系的时间图。
图3b是表示现有的dc-dc变换器中的通常动作时的变换器的负载变化与开关元件的驱动电压以及电感器电流的变化之间的关系的时间图。
图4a是表示实施方式的dc-dc变换器中的启动时和通常动作时的变换器内部的各种电位的变化的情况的时间图。
图4b是表示现有的dc-dc变换器中的启动时和通常动作时的变换器内部的各种电位的变化的情况的时间图。
图5a是表示实施方式的dc-dc变换器中的负载电流与变换器的工作频率之间的关系的特性图。
图5b是表示现有的dc-dc变换器中的负载电流与变换器的工作频率之间的关系的特性图。
图6是表示图1所示的dc-dc变换器以及负载驱动用半导体集成电路的变形例的电路结构图。
具体实施方式
以下，根据附图说明本发明的优选实施方式。
图1表示内置有本发明的dc-dc变换器(电源)并适于驱动压电元件这种需要比较高的驱动电压的容性负载的负载驱动电路的一个实施方式。另外，虽然没有特别限定，但是构成图1中用实线a包围的电路的元件形成在一个半导体芯片上，构成为半导体集成电路(ic)。
在该实施方式中，由一个端子与施加直流输入电压vin的电压输入端子in连接的电感器(线圈)l1、在该电感器l1的另一端子和接地点之间连接，作为使电流流过电感器l1而驱动的由n沟道型mosfet(场效应晶体管)组成的开关元件的开关晶体管q0、在电感器l1的另一端子与端子vbst之间连接的整流用二极管d1、对上述开关晶体管q0进行接通、断开控制的开关控制电路部10、在电压输入端子in和接地点之间连接的电容器c1、在端子vbst和接地点之间连接的电容器c2等构成了作为直流电源的dc-dc变换器。上述开关晶体管q0为了使大的电流流过电感器l1，使用尺寸大的mos晶体管(功率mosfet)。
另外，在本实施方式中，上述电感器l1以及电容器c1、c2由分立部件构成，在一个半导体芯片上形成了上述开关控制电路部10、开关晶体管q0、整流用二极管d1、生成并输出用于驱动作为驱动对象的负载的信号(电压、电流)的负载驱动电路部20的电路构成为电源内置负载驱动用半导体集成电路(以下称为负载驱动用ic)，上述电感器l1以及电容器c1、c2作为外接元件与该负载驱动用ic连接。另外，也可以通过分立部件构成开关晶体管q0和整流用二极管d1。
负载驱动用ic作为外部端子设置有连接上述电感器l1的一个端子的端子sw、连接电容器c2的端子vbst、提供从端子vbst输出给负载驱动电路部20的电压的端子hvdd、赋予负载驱动电路部20的接地电位的端子pgnd、输入成为由负载驱动电路部20输出的信号的基础的数字信号din的数据输入端子din、用于输出由负载驱动电路部20生成的驱动信号的一对输出端子vout_p，vout_m等，成为驱动对象的致动器等负载30与一对输出端子vout_p，vout_m连接。
负载驱动电路部20具备：da转换电路21，其将从外部输入的数字信号din转换为模拟信号；差动放大器22a、22b，其将通过该da转换电路21进行转换后的模拟信号作为输入；以及生成与从该差动放大器22a、22b输出的差动信号对应的电流并从上述输出端子vout_p，vout_m输出，并且生成与输出电流成比例缩小的电流icopy来提供给上述开关控制电路部10的带有输出电流复制功能的输出部23a、23b等。因此，在该实施方式中，由输出部23a、23b向负载流过的输出电流、提供给开关控制电路部10的复制电流icopy以及差动放大器22a、22b的消耗电流，对于由电感器l1以及开关晶体管q0和开关控制电路部10组成的dc-dc变换器来说成为负载电流。
另外，差动放大器22a和22b输出相互反相关系的信号。即，对输出部23b输入与从差动放大器22a输入给输出部23a的信号反相的信号，输出部23a与23b进行相反的动作，即在一方排出输出电流时，另一方进行输入电流的动作。
开关控制电路部10具备：生成基准电流iref_peak的恒流源i1、参考电压生成电路11，其将来自该恒流源i1的基准电流iref_peak与从上述负载驱动电路20提供的复制电流icopy进行合成并转换为电压来生成电流峰值检测用的参考电压vref_peak；电流检测电路12，其检测流过电感器l1的电流的大小；以及第一比较器13，其将该电流检测电路12的输出电压和上述参考电压生成电路11所生成的参考电压vref_peak进行比较，检测断开上述开关晶体管q0的定时。
另外，开关控制电路部10具备：由串联电阻r1、r2组成的分压电路14，其连接在上述端子vbst和接地点之间，并生成与输出电压成正比的反馈电压vfb；第二比较器15，其将反馈电压vfb和预定电位的基准电压vref进行比较来检测接通开关晶体管q0的定时；逻辑电路16，其包括生成接通、开断控制信号“通/断(on/off)”的rs触发器f/f，该接通、断开控制信号“通/断”将上述第一比较器13与第二比较器15的输出作为输入并接通、断开上述开关晶体管q0；以及栅极驱动器17，其根据所生成的接通、断开控制信号“通/断”来驱动上述开关晶体管q0的栅极端子来使其接通、断开。
参考电压生成电路11具备：n沟道型mos晶体管q1，其流过将来自上述恒流源i1的基准电流iref_peak与从上述负载驱动电路部20提供的复制电流icopy合成而得到的电流；传输mos晶体管q2，其将从上述负载驱动电路部20提供的复制电流icopy传输给mos晶体管q1或切断；以及mos晶体管q3，其与q2互补地接通、断开，当q2被设为切断状态时将复制电流icopy漏到接地点。mos晶体管q1对栅极端子施加与q0的栅极电压相同的电压，将漏极电流转换为电压，被转换后的电压被输入到第一比较器13的反相输入端子中。
电流检测电路12由在使电流流过电感器l1的开关晶体管q0的漏极端子(外部端子sw)与接地点之间串联连接的n沟道型mos晶体管q4以及电阻r4组成，通过接通mos晶体管q4，使开关晶体管q0的漏极电压输入到第一比较器13的同相输入端子，第一比较器13的输出成为赋予开关晶体管q0的断开定时的信号。
对mos晶体管q4的栅极端子施加采样脉冲sp，该采样脉冲sp只在要检测流过电感器l1的峰值电流的期间被设为高电平，由此接通q4。该采样脉冲sp能够使用例如根据接通、断开开关晶体管q0的控制信号“通/断(on/off)”作为具有与该控制信号同样的定时的信号而生成的信号。这样，能够避免当开关晶体管q0为断开时，将高电压错误地施加给第一比较器13的同相输入端子的情况。另外，能够构成为在逻辑电路16中设置生成使mos晶体管q4接通的采样脉冲sp的电路。
mos晶体管q4被设计为在接通状态时为充分低的接通电阻。这样，如果接通q4，则与开关晶体管q0的漏极电流(＝电感器的电流)成正比的漏极电压vds被传输给第一比较器13的同相输入端子，并与参考电压vref_peak进行比较。然后，如果vds变得比参考电压vref_peak高，则第一比较器13的输出反转，逻辑电路16内的rs触发器f/f被重置，开关晶体管q0被断开。因此，vds＝vref_peak时的q0的漏极电流成为电感器l1的峰值电流。与mos晶体管q4串联的电阻r4，在q4被断开的期间，用于将输入给第一比较器13的电压固定为接地电位，例如被设计为具有100kω的电阻值。
在参考电压生成电路11中，流过基准电流iref_peak与来自输出部的复制电流icopy的合成电流的晶体管q1为与使电流流过电感器l1的开关晶体管q0相同的n沟道型。由此，消除晶体管q0的温度特性和q1的温度特性，能够进行不被温度变动影响的电流检测。
另外，q1形成为比q0小的尺寸，如果将q0的栅极宽设为w0，将q1的栅极宽设为w1，则设计为电流流过晶体管q1而vds上升且达到vref_peak的电压时，开关晶体管q0的电流值ipeak为ipeak：(icopy+iref_peak)＝w0：w1的关系。另外，icopy是相当于来自输出部23a的复制电流icopy_p与来自输出部23b的复制电流icopy_m的和的电流(icopy_p+icopy_m)，如后面详细描述的那样，icopy_p是与输出部23a的输出电流iout_p成正比的电流，icopy_m是与输出部23b的输出电流iout_m成正比的电流。
如上所述，在本实施方式中，根据与来自负载驱动电路部20的输出部23a、23b的输出电流成正比的复制电流icopy和基准电流iref_peak的合成电流，生成参考电压vref_peak，通过第一比较器13与开关晶体管q0的漏极电压vds进行比较，由此进行决定q0的断开定时的控制，从而能够使电感器l1的峰值电流ipeak根据负载驱动电路部20的输出电流的大小来发生变化。
因此，如图3a所示，在负载重，负载驱动电路部20的输出电流大的期间t1，峰值电流ipeak变大，开关晶体管q0的栅极驱动信号gd的脉冲宽度变宽，在负载轻，负载驱动电路部20的输出电流小的期间t2，峰值电流ipeak变小，开关晶体管q0的栅极驱动信号gd的脉冲宽度变窄。其结果为，不管负载的轻重(输出电流的大小)都能够将开关频率f以及开关周期1/f保持为大概固定。
图5a针对本实施方式，表示通过模拟调查了针对负载变化的dc-dc变换器的工作频率的变动的结果。另外，为了比较，在图5b表示通过模拟调查了不使来自负载驱动电路20的复制电流icopy与基准电流iref_peak合成而固定参考电压vref_peak即峰值电流ipeak来进行控制时的、针对负载变化的dc-dc变换器的工作频率的变动的结果。另外，在图5a、图5b中，使电感器l1的电感波动和直流输入电压vin的电压变动等各种参数发生变化，x标记标绘了工作频率的最大值，▲标记标绘了工作频率的最小值。另外，max表示工作频率容许范围的上限值(500khz)，min表示工作频率容许范围的下限值(20khz)。
另外，通过图5b了解到，在固定了参考电压vref_peak时，工作频率值根据负载的大小而大幅变化，难以进入作为目标的频率范围的可听区域的上限频率的20khz和无线电广播频段的下限频率500khz之间。对此，在本实施方式中，如图5a所示，了解到不管负载的大小，都能够将工作频率f保持为大概固定，容易进入作为目标的电压范围。
进一步，在如本实施方式的dc-dc变换器那样根据输出电流进行峰值电流控制的dc-dc变换器中，启动时开关晶体管q0连续重复接通/断开，直到输出电压达到设定电压为止，所以施加给升压源的电源的电流负载变大。
因此，在构成本实施方式的dc-dc变换器的负载驱动用ic中，使传输mos晶体管q2在启动时(接通电源时)暂时为断开状态(q3为接通状态)，该传输mos晶体管q2将从上述负载驱动电路部20提供的复制电流icopy传递给mos晶体管q1或者切断该复制电流icopy。
这样，在启动时通过晶体管q2切断来自放大器输出部的复制电流(icopy)，由此能够如图4a所示那样，将启动时的电感器l1的峰值电流ipeak抑制得低。其结果为，能够防止启动时的功率增加，能够减小施加给升压源的电源的电流负载，避免电源成为大规模。
另外，使传输mos晶体管q2、q3为接通状态或断开状态的控制信号en，/en，例如可以在ic的芯片内部设置检测电源电压(外部端子vbst的电压)的上升的电路，并通过该检测电路的检测信号来生成，也可以在构成为从芯片的外部输入启动信号和使能信号等的ic中，根据这种外部控制信号来生成。
接着，使用图2a和图2b说明上述实施方式中的负载驱动电路部20的输出部23a、23b的具体电路结构。
另外，负载驱动电路部20的输出部23a与23b是相同的电路结构，输出部23b除了被输入与从差动放大器22a输入给输出部23a的信号反相的信号这点之外，与输出部23a同样地进行动作，所以以下只说明关于输出部23a的结构和动作，省略对输出部23b的说明。
如图2a所示，具备：输出级231，其由p沟道型mos晶体管q21以及n沟道型mos晶体管q22组成，p沟道型mos晶体管q21以及n沟道型mos晶体管q22在提供从端子vbst(图1)输出的电压的端子hvdd和接地电位端子pgnd之间串联连接，将差动放大器22a的正相侧输出信号和负相侧输出信号分别施加给栅极端子；以及输出电流复制部232，其生成与流过上述mos晶体管q21的漏极电流成比例缩小的电流。
输出电流复制部232构成为具备：mos晶体管q23，其由与上述mos晶体管q21相同的p沟道型mos晶体管形成，尺寸比q21小；一对p沟道型mos晶体管q24、q25，其与上述mos晶体管q21、q23串联连接，构成共源共栅级；以及恒流源233，其与mos晶体管q24串联连接。
在mos晶体管q23的栅极端子，通过施加与施加给上述mos晶体管q21的栅极端子的信号相同的信号来构成电流镜电路，并流过与流过mos晶体管q21的漏极电流成比例缩小的电流作为q23的漏极电流。mos晶体管q24将栅极端子和漏极端子耦合，晶体管q25与q24将栅极端子彼此耦合，通过mos晶体管q21、q23、q24以及q25构成共源共栅型的电流镜电路。
本实施方式中的负载驱动电路部20由于施加给端子hvdd的电压高，所以在只有mos晶体管q21、q23的电流镜电路中，q21、q23的源漏极间电压vds变大，由于沟道长度调制效应，有效沟道长度发生变化，漏极电流根据端子vout_p，vout_m的电压而变化，有可能难以准确地得到与输出电流成正比的复制电流，但是如上所述，通过共源共栅型的电流镜电路构成输出电流复制部232，生成与流过mos晶体管q21的漏极电流成比例缩小的电流，从而能够不受沟道长度调制效果的影响而得到大致与输出电流iout_p，iout_m成正比的复制电流icopy_p，icopy_m。
另外，作为构成共源共栅型的电流镜电路的方法，一般例如如图2b所示，将共源共栅级的mos晶体管q24串联连接在输出级的p沟道型mos晶体管q21与n沟道型mos晶体管q22之间而构成，但是在这种结构的情况下，如果在mos晶体管q24的栅/源间没有施加阈值电压以上的电压则不能流过电流，因此会有缩小施加给负载30的输出电压的电压范围的问题。
对此，如本实施例那样，将共源共栅级的mos晶体管q24与输出级的接地电位侧的mos晶体管q22并联连接，设置与q24的漏极端子连接的恒流源233，由此不会缩小输出电压的电压范围。另一方面，在这种结构的情况下，输出电流iout_p减少流过恒流源233的电流的量，并且电流复制比的精度下降，但是在本实施方式的电路的情况下，相对于从负载驱动电路部20的输出部23a输出的电流iout_p为10ma左右的情况，恒流源233流过的电流能够为10μa这样的能够忽略的程度的大小，因此对输出电流几乎没有影响，并且电流复制比也几乎不会下降。
进一步，在图2b所示的共源共栅型的电流镜电路的情况下，流过mos晶体管q21的电流直接流过共源共栅级的mos晶体管q24，因此q24的元件尺寸需要设为接近q21的尺寸的尺寸。对此，在图2a所示的共源共栅型的电流镜电路的情况下，即使电流镜的mos晶体管q23与q21的尺寸比为1：n，也能够将共源共栅级的mos晶体管q25与q24的尺寸比设定为1：1那样。然后，上述n的值能够根据输出电流iout_p(10ma)与恒流源233的电流(10μa)之比来决定。即，n的值变成非常大的值。因此，与图2b所示的电路相比，尽管图2a所示的电路的元件数量多了恒流源233部分，也能够大幅地缩小晶体管q24的尺寸，因此会有图2a所示的电路的总电路专有面积也大幅减少的优点。
接着，使用图6说明上述实施方式的dc-dc变换器的变形例。
本变形例将构成分压电路14的一方的电阻r1作为能够切换电阻值的可变电阻电路，构成为能够切换输出电压vbst的设定，该分压电路14将端子vbst的输出电压进行分压来生成反馈电压vfb。另外，通过将流过基准电流iref_peak的恒流源i1设为能够切换的可变电流源，并且通过多个(例如8个)并联mos晶体管q11～q18构成将复制电流icopy和基准电流iref_peak进行合成来生成参考电压的晶体管(图1的q1)。并且，配合可变电阻电路(r1)进行的输出电压设定的切换，切换流过恒流源i1的基准电流iref_peak的值与流过合成电流的晶体管q11～q18中为接通状态的晶体管的数量。
这里，切换基准电流iref_peak的值与晶体管q11～q18中为接通状态的晶体管的数量相当于以下情况，即改变图1中的mos晶体管q1的尺寸(栅极宽度)，由此来切换规定峰值电流值的参考电压vref_peak。
如果变更升压电压，则用于使开关频率进入希望的范围(20khz～500khz)内的最优的峰值电流值也发生变化，所以如果不改变参考电压vref_peak维持固定地只切换输出电压的设定，则有可能开关频率不进入希望的范围(20khz～500khz)内。对此，如本变形例那样，通过根据输出电压的设定来切换参考电压vref_peak，能够将峰值电流值最优化，能够防止开关频率由于负载的变动而偏离希望的范围。
另外，在本变形例中，在ic芯片内设置寄存器18和解码电路19，该解码电路19由解码器dec1、dec2、dec3组成，该解码器dec1、dec2、dec3对寄存器18的设定值(二进制代码)进行解码，分别生成切换构成上述分压内路14的可变电阻电路的电阻值、基准电流iref_peak的值、晶体管q11～q18中设为接通状态的晶体管数量的信号。
以上根据实施方式具体说明了发明者进行的发明，但是本发明不限于上述实施方式。例如在上述实施方式中，生成与流过负载驱动电路部20的输出部23a、23b的电流成正比的复制电流来提供给开关控制电路部10，并与基准电流合成，在使用该合成电流检测出流过上述电感器的电流达到预定电流值的时间点断开开关晶体管q0，但是也可以生成与除了流过输出部23a、23b的电流以外还加上了差动放大器22a、22b的动作电流后得到的电流成正比的复制电流，并提供给开关控制电路部10。在差动放大器22a、22b的动作电流根据输出电流和输出电压的大小进行增减的情况下，进行上述控制，由此能够进行精度高的峰值电流控制，由此能够使工作频率更加稳定。
另外，在上述实施方式中，表示作为构成电路的晶体管使用了mos晶体管的情况，但是，本发明也能够适用于代替mos晶体管而使用了双极性晶体管的电路。另外，在上述实施方式中，说明了适用于具备差动输出的负载驱动电路的负载驱动用ic的情况，但也能够适用于具备单端输出的负载驱动电路的负载驱动用ic。
另外，在上述实施方式中，表示使用了负载驱动电路的情况，但是本发明也能够适用于代替负载驱动电路而使用了低压差(ldo)稳压器的电路。
工业上的可利用性
在上述实施方式中，说明了例如为了适用于能够驱动作为车载电子设备的致动器发挥功能的压电元件的负载驱动电路而构成的应用例，但是本发明不限于压电元件，也能够广泛适用于驱动mems(微电子机械系统)等的负载驱动电路等中。
符号说明
a：负载驱动用半导体集成电路(负载驱动用ic)、10：开关控制电路部、11：参考电压生成电路、12：电流检测电路、13：第一比较器、14：分压电路、15：第二比较器、16：逻辑电路、17：栅极驱动器、20：负载驱动电路部、22a、22b：差动放大器、23a、23b：输出部、231：输出级、232：输出电流复制部(复制电流生成电路)、30：负载、l1：电感器(线圈)、q0：电感器驱动用的开关晶体管(开关元件)。