一种共地型开关电容准Z源变换器的制作方法

本发明涉及电力电子变换器技术领域，具体涉及一种共地型开关电容准Z源变换器。

背景技术：

近年来，由于传统的化石能源的大量开发利用和消耗，为了实现可持续发展，世界各国都在大力开发新型的可再生能源，诸如太阳能、风能、燃料电池等。其中太阳能光伏发电已经成为当今实施最为广泛的利用太阳能进行发电的方式之一。但是由于光伏阵列电池的输出电压等级较低，不能满足现有一些用电设备和并网的要求，因此光伏阵列电池的输出电压必须经过高增益的DC/DC变换器升压后才能使用。最常用的传统的Boost变换器，由于当要求输出电压增益很高时，会使开关管的工作占空比接近于1，从而会导致过大的开关损耗，降低了系统的整体效率。而近几年提出的Z源DC-DC变换器，虽然利用Z源阻抗网络实现了升压，但是其电压增益仍有很大的提升空间，此外它还存在输入输出不共地、开关电压应力高等问题。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服上述现有技术的不足，提供一种共地型开关电容准Z源变换器，具体技术方案如下。

一种共地型开关电容准Z源变换器，其包括输入直流电压源，由第一电感，第一电容，第一二极管，第二电感，第二电容构成的准Z源阻抗网络，由第三电容，第三二极管，第四电容，第四二极管构成的开关电容网络，开关管，第二二极管，第五电容和负载电阻。

本发明电路的具体连接方式为：所述输入直流电压源的一端与第一电感的一端连接；所述第一电感的另一端分别与第一电容的负极和第一二极管的阳极连接；所述第一二极管的阴极分别与第二电容的正极和第二电感的一端连接；所述第二电感的另一端分别与第一电容的正极、开关管的漏极、第二二极管的阳极和第三电容的负极连接；所述第二二极管的阴极分别与第三二极管的阳极、第四电容的负极和第五电容的正极连接；所述第三二极管的阴极分别与第三电容的正极和第四二极管的阳极连接；所述第四二极管的阴极分别与第四电容的正极和负载电阻的一端连接；所述负载电阻的另一端分别与第五电容的负极、开关管的源极、第二电容的负极和输入直流电压源的负极连接。

该变换器稳态输出时的电压增益G为：

其中V_o表示变换器负载侧的输出电压，V_i为输入直流电压源，D为占空比。

与现有技术相比本发明具有如下优点：无需额外的功率开关管，结构简单，控制方便；且相比于传统的开关电容Boost变换器(其输出电压增益为G＝2/(1-D))和Z源升压变换器(其对应的输出电压增益为G＝1/(1-2D))，在相同的输入电压和占空比的情况下，具有更高的输出电压增益为G＝2/(1-2D)。且电源电流连续，输入与输出之间共地，开关应力较低，不存在电路启动冲击电流等，因此本发明电路具有很广泛的应用前景。

附图说明

图1是实施方式中的一种共地型开关电容准Z源变换器的电路图。

图2a是图1所示电路在工作模态1(开关管导通)的等效电路图。

图2b是图1所示电路在工作模态2(开关管关断)的等效电路图。

图3a是本发明实例中所述变换器与开关电容Boost变换器和传统准Z源变换器的输出电压增益对比曲线图。

图3b是以V_i＝15V，占空比D＝0.3为例给出的本发明实例中电路相关变量的仿真结果图。

具体实施方式

以下结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述说明，但本发明的实施方式不限于此。需指出的是，以下若有未特别详细说明之过程或参数，均是本领域技术人员可参照现有技术理解或实现的。

本实例的基本拓扑结构和各主要元件如图1所示。为了验证方便，在没有特别说明的情况下电路结构中的器件均视为理想器件。一种共地型开关电容准Z源变换器，其包括输入直流电压源V_i，由第一电感L₁，第一电容C₁，第一二极管D₁，第二电感L₂，第二电容C₂构成的准Z源阻抗网络，由第三电容C₃，第三二极管D₃，第四电容C₄，第四二极管D₄构成的开关电容网络，开关管S，第二二极管D₂，第五电容C₅和负载电阻R_L；

本实例中设定开关管S的驱动信号为V_GS、第一电感L₁电流为i_L1、第二电感L₂电流为为i_L2、第一电容C₁电压为V_C1、第二电容C₂电压为V_C2、第三电容C₃电压为V_C3、第四电容C₄电压为V_C4、第五电容C₅的电压为V_C5。设定开关管导通时的直通占空比为D，设定开关周期为T_s。

如图2a和图2b所示，图中实线表示变换器中有电流流过的部分，虚线表示变换器中没有电流流过的部分，该共地型开关电容准Z源变换器在一个开关周期(0,T_s)内不同阶段的2个工作模态，分别描述如下：

工作模态1(0<t<DT_s)：如图2a所示，开关管S开通，第一二极管D₁、第二二极管D₂和第四二极管D₄反向截止，第三二极管D₃正向导通。则此时输入直流电压源V_i和第一电容C₁通过开关管S一起给第一电感L₁充电，第二电容C₂通过开关管S给第二电感L₂充电，第五电容C₅通过第三二极管D₃和开关管S给第三电容C₃充电，同时第五电容C₅和第四电容C₄串联一起向负载电阻R_L供电。

此工作模态下，相关电气参数关系式为：

V_{L1_on}＝V_i+V_C1 (1)

V_{L2_on}＝V_C2，V_C5＝V_C3 (2)

V_o＝V_C4+V_C5 (3)

其中，V_L1-on,V_L2-on分别表示开关管S导通期间第一电感L₁，第二电感L₂两端的电压，V_o表示变换器负载侧的输出电压。

工作模态2(DT_s<t<T_s)：如图2b所示，开关管S关断，则第一二极管D₁、第二二极管D₂和第四二极管D₄导通，第三二极管D₃关断。则此时输入直流电压源V_i与第一电感L₁通过第一二极管D₁向第二电容C₂充电，第二电感L₂通过第一二极管D₁向第一电容C₁充电，输入直流电压源V_i与第一电感L₁、第二电感L₂串联向第五电容C₅充电，第三电容C₃给第四电容C₄充电。同时，输入直流电压源V_i与第一电感L₁、第二电感L₂和第三电容C₃串联一起向负载电阻R_L供电。此工作模态下，相关电气参数关系式为：

V_L1-off＝V_i-V_C2 (4)

V_L2-off＝-V_C1 (5)

V_C5＝V_i-V_L1-off-V_L2-off (6)

V_C3＝V_C4 (7)

V_o＝V_C3-V_L1-off-V_L2-off+V_i (8)

其中，V_L1-off,V_L2-off分别表示开关管S关断时第一电感L₁，第二电感L₂两端的电压。

根据以上分析，对第一电感L₁、第二电感L₂分别运用伏秒平衡原理，即电感电压在一个开关周期内的平均值为零，联立式(1)、(2)、(4)、(5)可得

D(V_i+V_C1)+(1-D)(V_i-V_C2)＝0 (9)

DV_C2+(1-D)(-V_C1)＝0 (10)

则联立式(6)、(7)、(8)、(9)和(10)可求得稳态时电容电压和输出电压的表达式分别为：

则本发明所述的一种共地型开关电容准Z源变换器稳态输出时的电压增益G为：

如图3a所示为本实例电路的输出电压增益曲线与开关电容Boost变换器和传统准Z源变换器的电压增益曲线比较图。由图可知，本发明电路在占空比D不超过0.5的情况下，输出电压增益G就可以达到很大，明显高于其他两种变换器的电压增益，且本发明电路的占空比D不会超过0.5。

图3b所示，以V_i＝15V，占空比D＝0.3为例，给出了本发明电路中相关变量的仿真结果。D＝0.3时，对应的输出电压增益G＝5，电容电压V_C1＝11.25V，V_C2＝26.25V，V_C3＝V_C4＝V_C5＝37.5V，输出电压V_o＝75V。此外，图3b中还给出了电感电流(i_L1、i_L2)的波形以及开关管S的驱动信号V_GS的波形。

综上所述，本发明提出的一种共地型开关电容准Z源变换器，无需额外的功率开关管，结构简单，控制方便。相比于开关电容Boost变换器和传统的准Z源变换器，在相同的输入电压和占空比的情况下，具有更高的输出电压增益，且电源电流连续，输入与输出之间共地，在电路启动瞬间不存在启动冲击电流，因此本发明电路具有很广泛的应用前景。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。