阻抗型多模块串联式光伏直流升压变换器的制作方法

本发明涉及阻抗型变换器电路拓扑与运行控制，具体地，涉及一种阻抗型多模块串联式光伏直流升压变换器。

背景技术：

光伏发电是目前新能源发电最主要的形式之一，是我国未来实现可再生能源替代的主力军。我国光照资源分布情况与电力系统格局决定大规模建设、集中并网接入将成为未来光伏开发利用的重要形式。

光伏发电存在功率密度小、出口电压低、随机波动大的固有特征，必须经过汇集系统的升压汇聚方可达到并网条件。传统光伏电站采取交流升压汇集技术，即光伏阵列输出经过mppt控制与光伏逆变器后得到稳定低压三相交流电，再通过母线汇聚后由升压变压器接入配电网。该方案应用于大型光伏发电基地主要存在两大缺点：

1、弱同步支撑下多逆变器并联稳定性问题突出，电压越限与宽频域振荡频发；

2、站内与站间交流汇集线路损耗大，系统整体效率偏低。

为解决上述问题，可采用光伏直流升压汇集系统构建大型直流光伏发电基地，即光伏阵列输出的低压直流电直接由光伏直流升压变流器泵升至直流配网电压水平，经过进一步汇集后，由vsc换流站集中逆变接入交流大电网或者由大型升压变流站将电压进一步抬升至hvdc水平，实现直流光伏发电基地远距离送出。该方案适用于大规模光伏电站开发建设，目前已经得到国内外学术界、工程界广泛关注，具有光明前景。国家“十三五”重点研发专项计划中已针对该项技术设立专门课题，开展深入研究。典型光伏直流升压汇集系统如图1所示：

研制光伏直流升压变流器是实现光伏直流升压汇集接入的关键所在。该变流器需要满足以下技术要求：

1、高升压比，可实现从光伏阵列输出端到直流中压配电网的单级升压变换；

2、良好的效率特性，确保光伏直流升压汇集系统整体效率满足设计要求；

3、满足系统各类运行控制需求、具备高可靠性与良好的运行适应性。

目前用于光伏发电系统的高升压比dc－dc变换器主要分为单体结构与多模块串联结构两种类型。受制于电路工作机理、器件工艺水平，单体型变流器升压比有限，无法满足光伏直流升压汇集系统需求。模块串联型变流器一般以隔离型dc-dc作为子变流器单元，采用“独立/并联输入-串联输出”的模式获取高升压比。

独立输入模式中(如图2所示)，光伏直流升压变流器输出侧为串联结构。在理想情况下，变流器出口电压vout将均匀分配至各子模块，且输出电流处处相等。当系统中各子模块输入功率不均衡(即：失配现象)时，由于vout可视为恒定(受外部强电网支撑)，vout将不再均匀分配，部分模块输出电压较额定值降低，其余模块输出电压将升高。为使光伏阵列工作在mppt点，各子模块输入电压基本保持恒定，这意味着各子模块电压增益将偏离额定数值。全桥变换单元最大升压能力受制于高频变压器匝比，当系统静态工作点确定后，进一步提高电压增益的空间往往很小，缺乏灵活的二次调节能力。因此，当功率失配较为严重时，部分子模块电压增益将无法满足系统运行需求，进而导致输入侧mppt控制失效，输出侧出现串联电流取小效应，造成系统发电能力下降，甚至无法正常运行。为避免上述问题出现，必须消除子模块间输入功率失配，确保功率均衡。而不同光伏阵列间受光照条件，物理参数差异等多重因素影响，难以实现输出功率实时均衡。

为解决前述固有矛盾，必须对图2所示结构进行改进，如图3所示，即:在光伏阵列与光伏直流升压变流器间设置低压直流母线，对能量进行初步汇集。在此基础上，将各子模块输入侧并联接入低压直流母线并引入模块间均衡控制策略。此时为保证光伏阵列最大功率追踪精度，需要在低压直流母线与光伏阵列间配置专用分布式mppt装置。

图3所示方案虽然解决了输入功率失配问题，但系统复杂，导致可靠性下降。当低压直流母线任何位置出现短路故障时，均会导致全部光伏阵列将退出运行。同时分布式mppt装置的引入给系统运行维护带来难度，也不利于外部故障条件下迅速执行场站级协同控保动作。

在名称为用于光伏直流模块的高升压比直流变换器的文献中针对光伏直流模块，研究了一种非隔离高升压比直流变换器，该变换器具有宽输入电压、高升压比、高效率等特点。详细分析了该变换器的拓扑结构及工作原理,进行了相关理论公式推导，分析了光伏直流模块的外特性要求并介绍了相应的控制方案。结合直流光伏发电模块的电气技术指标，设计了基于该非隔离高升压比直流变换器的160w光伏模块实验样机，通过实验验证了该电路的特点及理论分析和样机设计的正确性。

但是该文献研究的是基于直流母线的光伏发电系统，每块光伏电池板配接一个dc-dc变换器，能独立实现mppt，多个dc-dc变换器并联形成直流母线，通过公用逆变器并入交流电网。这种基于直流母线的汇集系统拓扑结构可以实现一定范围的升压增益，但对于升压要求高得多的直流并网应用场景，这种拓扑结构并不适用。

在名称为multi-modularcascadeddc-dcconverterforhvdcgridconnectionoflarge-scalephotovoltaicpowersystems的文献中公开了：large-scalegrid-connectedphotovoltaic(pv)energyconversionsystemsoperateatlowvoltageandareinterfacedtomedium-voltageandhigh-voltageacutilitygridsthroughoneortwostep-upvoltagetransformerstages.inaddition,thepowerconversionisperformedwitheitherasinglestagedc-acconverter(centralinverter)oratwostagedc-dc/dc-ac(stringormulti-stringinverter).however,primesolarirradiationregionsintheworldarenotalwayslocatedclosetoavailableutilitylines,andinsomecasesarefarawayfrommainconsumptionareas.furthermore,longoverheadtransmissionslines(>400km)andunderwatertransmissionlinesabove70km,hvdchasbecomethemostcost-effectivesolution.amonghvdctechnologies,voltagesourceconverterbasedhvdcsystem,mainlybasedonthemodularmultilevelconverter(mmc),havebecomepopularduetosmallerfilters,multi-networkconnectionanddecouplingofactiveandreactivepower.thispaperexploresanewlarge-scalepvplantconfigurationbasedonadc-dcstageinterfaceddirectlytoanmmcbasedhvdcsystem.sincepvsystemsaredcbynature,theproposedsolutionhasseveraladvantages,particularlyifcombineddirectlywiththehvdcpowerstation.somepowercircuittopologiesarepresented,includingtheircorrespondingcontrolschemes.simulationresultsarepresentedtoprovideapreliminaryevaluationontheoperationandperformanceoftheproposedsystem.

但是该文献研究的应用背景与本申请类似，都是用于并入高压直流电网的光伏发电直流汇集系统，采用的拓扑结构也是模块化级联结构。但该文献的各个模块均包含两级dc-dc变换器：前级是隔离型dc-dc变换器，后级是全桥或者半桥的输出结构。这种拓扑结构在通过模块级联的方式来提高升压比的同时，还通过前级dc-dc变换器来实现光伏mppt。两级dc-dc变换器的结构导致电路中包含较多的开关器件，运行时产生的开关损耗较大，电路结构和控制策略也比较复杂。

在名称为poweroptimizationstrategyforcascadeddc-dcconverterarchitecturesofphotovoltaicmodules的文献中公开了：thispaperproposesacontrolstrategyaimingatoperatingcascadeddc-dcconverterarchitecturesofphotovoltaic(pv)modulesatmaximumpowerirrespectiveoftheirradianceconditions,meanwhilemeetingconstraintsofvoltage-limitationtype.theglobaloptimumofcascadedconnectionsofpvmodulesisgenerallyequivalentwithoperatingallthemodulesatmaximumpowerpointtracking(mppt).themostimportantdisturbanceoccurswhentheirradiancelevelsofmodulesaresensiblydifferentbecauseofvariousreasons-inthiscase,voltage-limitationrequirementsmaybebroken.theproposedsupervisingstrategythenattemptstoestablishthebestsuboptimalpowerregime.matlabreg/simulinkregnumericalsimulationresultsarepresentedinthecaseofamonophasedgrid-connectedpvsystem,whereindividualmpptshavebeenimplementedbyextremumseekingcontrol(esc).

但是该文献的采用的光伏直流汇集系统拓扑结构与本申请类似，都是采用多变流器串联结构，多个光伏阵列输出的直流电经过各自独立的dc-dc变换器升压之后，相互串联，从而得到较高的直流电压，再实现逆变并网。该文献选用的dc-dc装置是非隔离型dc-dc变换器，这种变换器可达到的电压增益范围较小，当各光伏模块间的光照强度等外界条件出现较大差异时，会导致有的模块无法实现光伏的最大功率点跟踪。

技术实现要素：

针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种阻抗型多模块串联式光伏直流升压变换器，采用准z源阻抗网络与全桥变换器结合的新型子变流器模块单元并引入双变量协同控制方法，在此基础上采用独立输入-串联输出模式构建阻抗型多模块串联式直流升压变换器。

本发明提供的阻抗型多模块串联式光伏直流升压变换器，包括准z源阻抗网络和全桥dc-dc变换器；

其中，所述准z源阻抗网络和全桥dc-dc变换器级联构成阻抗型功率变换单元；

所述阻抗型功率变换单元的输入端用于连接光伏阵列，输出端相互串联获得直流高压；所述阻抗型功率变换单元的数量为多个。

优选地，还包括单双极性转换直流变换器；

多个阻抗型dc-dc变换器的输出端相串联后接入所述单双极性转换直流变换器的输入回路。

优选地，所述阻抗型功率变换单元包括电感l1、电感l2、二极管d1、二极管d2、二极管d3、二极管d4、二极管d5、变压器、电容c1、电容c2、电容c3、开关管的s1、开关管的s2、开关管的s3以及开关管的s4；

电感l1的一端连接二极管d5的正极、电容c2的一端；二极管d5的负极连接电感l2的一端、电容c1的一端；电容c2的另一端连接电感l2的另一端、开关管的s1的c端、开关管的s3的c端；

开关管的s1的e端连接开关管的s2的c端、变压器中初级线圈的一端；开关管的s3的e端连接开关管的s4的c端、变压器中初级线圈的另一端；

电感l1的另一端为正极输入端，开关管的s2的e端、开关管的s4的e端、电容c1的另一端为负极输入端；

变压器中次级线圈的一端二极管d1的正极、二极管d2的负极，另一端连接二极管d3的正极、二极管d4的负极；二极管d1的负极、二极管d3的负极、电容c3的一端连接正极输出端，二极管d2的正极、二极管d4的正极、电容c2的另一端连接负极输出端。

优选地，所述阻抗型功率变换单元的mppt控制方法采用爬山法。

优选地，还包括控制系统，所述控制系统包括采样模块、控制状态识别模块、控制量计算模块和脉冲调制模块；

其中，采样模块，用于测量光伏阵列的输出信息并将所述输出信息传递给控制状态识别模块同时将α和β信息传递给控制状态识别模块；

所述控制状态识别模块，用于根据α和β信息、所述输出信息生成控制状态变量sf；

所述控制量计算模块，用于根据控制状态变量sf实时计算α与β；

所述脉冲调制模块，用于根据α和β，生成相应的开关器件触发信号并传递给全桥dc-dc变换器；

其中，α为直通占空比；β为移相角。

优选地，所述控制系统包括如下控制模式：

模式1：当δp≥0，δupv≥0，α>0；或δp<0，δupv<0，α>0时，

δp≥0，δupv≥0或δp<0，δupv<0时，光伏阵列的工作点位于其p-v曲线峰值左侧；为向最大功率点靠近，需使upv增大，欲增大upv，需减小α或增大β；由于α>0，控制器优先减小α以减小电路损耗和应力，此时令sf＝1；

其中，δp为本次采样与上次采样间光伏阵列输出功率增加量；δupv为本次采样与上次采样间光伏阵列输出电压增加量；upv为光伏阵列当前输出电压；

模式2：当δp≥0，δupv≥0，α≤0；或δp<0，δupv<0，α≤0时，

δp≥0，δupv≥0或δp<0，δupv<0时，光伏阵列工作点位于其p-v曲线峰值左侧；为向最大功率点靠近，需使upv增大，欲增大upv，需减小α或者增大β；由于α＝0，控制器只能增大β，此时令sf＝2；

模式3：当δp≥0，δupv<0，β>α；或δp<0，δupv≥0，β>α时，

δp≥0，δupv<0或δp<0，δupv≥0时，光伏阵列工作点位于其p-v曲线峰值右侧；为向最大功率点靠近，需使upv减小，欲减小upv，需增大α或减小β；由于β>α，控制器优先减小β以保持α尽可能小，此时令sf＝3；

模式4：当δp≥0，δupv<0，β≤α；或δp<0，δupv≥0，β≤α时，

δp≥0，δupv<0或δp<0，δupv≥0时，光伏阵列工作点位于其p-v曲线峰值右侧；为向最大功率点靠近，需使upv减小，欲减小upv，需增大α或减小β；由于β＝α，控制器将同步增大β与α，此时令sf＝4。

与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：

1、qzsdc子模块电路具有可控的升压特性，可在高频变压器匝比基础上进行灵活的二次增益调节，增大各子模块工作区域，解决光伏阵列间功率失配问题，增强系统运行适应性；

2、多个光伏阵列独立接入子模块，无需设置低压直流母线，可以简化直流汇集系统结构，便于内部故障的隔离保护，增强系统可靠性；

3、子模块电路中含有准z源阻抗网络，允许引入直通状态，可以自然抵御变流器桥臂直通短路故障，增强电力电子装置运行可靠性；

4、最大功率点跟踪(mppt)功能与升压变换功能在同一级变换器内实现，无需伴随光伏阵列设置汇流箱(分布式mppt装置)，便于系统维护，提高电站特殊情况下整体控制响应速度；

5、变流器整体采用基于各子模块的分布式控制架构，各子模块独立闭环控制，系统主控与子模块之间无需通信，可提升系统可靠性；

6、本发明具备良好的可拓展性，对于我国未来大型直流光伏电站与发电基地的开发建设具有潜在工程应用价值。

附图说明

通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1为典型光伏直流升压汇集系统的示意图；

图2为简单独立输入式汇集系统的示意图；

图3为含低压直流母线的并联输入式汇集系统示意图；

图4为本发明中阻抗型多模块串联式直流升压变换器及相应光伏直流升压汇集系统结构图

图5为本发明中基于准z源网络的阻抗型功率变换单元的拓扑结构示意图；

图6为本发明中基于准z源网络的阻抗型功率变换单元的拓扑结构的非直通状态的等效电路图；

图7为本发明中基于准z源网络的阻抗型功率变换单元的拓扑结构的直通状态的等效电路图；

图8为本发明中爬山法的流程图；

图9为本发明中qzsdc整体控制框图；

图10为本发明移相角与直通占空比算法流程图；

图11为本发明中一个开关周期内s1-s4上的控制脉冲示意图；

图12为本发明中光伏阵列上的太阳辐照度示意图；

图13为本发明中qzsdc1-8输出电压及串联总电压仿真结果示意图；

图14为本发明中光伏阵列4在mppt控制下的输出电压示意图；

图15为本发明中光伏阵列4在mppt控制下的输出电流示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。

在本实施例中，本发明提供了用于光伏直流升压汇集系统的阻抗型多模块串联式直流升压变换器。基于该型变换器的汇集系统结构，如图4所示，其中虚线框部分为本专利提出的阻抗型多模块串联式直流升压变换器。作为变换器中子模块的准z源dc-dc变换器(qzsdc)具体电路拓扑如图5所示。将准z源阻抗网络与全桥dc-dc变换器级联，构成阻抗型功率变换单元，作为光伏直流升压变流器的子模块单元。每个光伏阵列分别连接到升压变换器的相应的子模块输入端，各子模块输出侧采用串联结构。各光伏阵列直流输出经各子模块同时实现mppt与电压抬升功能，并在输出侧串联形成30kv单极性直流电压。

进而，30kv单极性直流输出，经由站级单双极性转换直流变换器转换为±30kv双极性直流输出，从而与外部直流配电网的运行方式相匹配(注：亦可通过dc-ac换流站接入中压交流配电网)。

假设外部直流配电网为强电网，计及光伏输出的随机波动性，则对于所提出的直流升压汇集系统，采用逐级向前的定电压控制模式(注：针对每级电路，定义其功率注入侧为前端，下同)。在此模式下，前级电路对后级呈电流源特性，本发明对外部电网呈电流源特性。具体而言：汇集系统输出电压为±30kv，由外部电网支撑给定；单双极性转换直流变换器控制阻抗型多模块串联式直流升压变换器的出口电压为30kv；各子模块则独立控制相应的光伏阵列出口电压，实现各阵列mppt运行。

a.子模块电路拓扑与原理

针对光伏直流汇集系统应用环境，本专利中提出一种阻抗型功率变换单元(即：quasi-zsourcedc-dcconverter，qzsdc)，作为直流光伏升压变换器的子模块单元，如图5所示。其特点简述如下：

1、输入电流连续，电感l1的作用保证其输入电流连续，因此这种qzsdc子模块将匹配光伏组件输出特性；

2、由于阻抗网络的存在，其工作状态存在一个特殊直通状态，不但有效改善可靠性，并且引入灵活升压能力，可在高频变压器匝比基准上进行二次升压控制；

3、无源器件电压应力较低。传统z源网络结构对称，电容耐受同等电压；但该子模块中电容c2电压应力较小；

4采用基于各子模块的分布式控制架构，各子模块独立闭环控制；系统主控与子模块之间无需通信，可提升系统可靠性；

5、准z源网络，输入端与输出端为共地结构，易于装配，降低emi干扰。

根据同一桥臂上下两开关管的导通和关断情况，可以将qzsdc的工作状态分为非直通状态和直通状态，这两种状态下qzsdc的等效电路图分别如图6所示。其中，当工作在非直通状态时，二极管正向导通；当工作在直通状态时，二极管承受反压截止。

稳态时，依据电感伏秒平衡与电容电荷平衡，可以推出如下结果：

其中，α＝πt0/t，t表示qzsdc的开关周期，t0表示一个开关周期内的直通时间，u1为qzsdc的输出端电压，

变换器处于非直通状态时，阻抗网络出口侧电压ui可以表示为

由此可以得到，

由上式和全桥dc-dc变换器的工作原理，得到qzsdc输出端电压u2可以表示为：

其中，表示直通状态下阻抗网络出口侧电压值，β＝π(t-ton)/t为移相角，ton表示变换器一个开关周期内s1和s3同时开通的时间。

b.子模块mppt控制方法

实现mppt功能有若干具体算法，本文采用经典功率观测法(爬山法)。其原理为：周期性地改变光伏阵列端口电压，对比改变后输出功率与改变前的输出功率来寻找最大功率点。即从一个起始点开始以固定的步长逐步增大端口电压，然后测量由于端口电压变化引起的输出功率变化的大小及方向，判定输出功率变换方向后，再进一步改变光伏阵列端口电压，从而寻找到光伏阵列最大功率点。其流程图，如图7所示。

c.子模块调制/控制策略

为了将光伏阵列的输出电压控制在由上述mppt算法得到的最大功率点处，需用移相角β和直通占空比α来协同控制每一个子模块的电压增益。这里采用双变量协同控制法进行子模块控制，其基本思想为：在一定约束条件下对移相角与直通角进行协同控制，在满足电压给定跟踪的前提下实现直通占空比最小化，减小直通短路所带来的应力冲击，优化系统性能。

如图8所示为子模块控制框图(含：采样模块、控制状态识别模块、控制量计算模块和脉冲调制模块)。采样模块测量光伏阵列的输出信息(包括本次采样和前一次采样结果)，并将其传递给控制状态识别模块。α和β信息同时传递给控制状态识别模块。多输入量共同决定子模块的控制状态变量sf，以此作为控制量计算模块的输入，用来实时计算α与β。最终，脉冲调制模块根据α和β，生成相应的开关器件触发信号。

控制状态变量sf是对系统当前控制状态的描述，其取值直接决定系统在当前控制周期内的具体动作(具体而言，是指：对被控量α与β的调节方式与方向)。

为保证任意工作点下sf取值唯一确定，需要对系统控制状态进行合理划分。此处，将子模块控制状态划分为4种模式，对应sf取值分别为1，2，3，4。

针对每种具体模式，依据双变量协同控制法基本原则，可唯一确定被控量α与β的调节方式与方向。在此基础上，依据上一控制周期α与β取值以及预先设定的调节步长，即可完成本控制周期内α与β的数值计算，进而向脉冲调制模块发出参考指令。系统控制状态识别与α/β计算的具体过程，如图9所示(其中：灰色背景框部分为系统控制状态识别算法)。

具体系统控制状态划分(模式1-4)与相应控制动作选择，简述如下：

(1)模式1：δp≥0，δupv≥0，α>0；或δp<0，δupv<0，α>0

δp≥0，δupv≥0或δp<0，δupv<0时，光伏阵列的工作点位于其p-v曲线峰值左侧。为向最大功率点靠近，需使upv增大，欲增大upv，需减小α或增大β。由于α>0，控制器优先减小α以减小电路损耗和应力。此时令sf＝1.

其中，δp为本次采样与上次采样间光伏阵列输出功率增加量；δupv为本次采样与上次采样间光伏阵列输出电压增加量；upv为光伏阵列当前输出电压；

(2)模式2：δp≥0，δupv≥0，α≤0；或δp<0，δupv<0，α≤0

δp≥0，δupv≥0或δp<0，δupv<0时，光伏阵列工作点位于其p-v曲线峰值左侧。为向最大功率点靠近，需使upv增大，欲增大upv，需减小α或者增大β。由于α＝0，控制器只能增大β。此时令sf＝2.

(3)模式3：δp≥0，δupv<0，β>α；或δp<0，δupv≥0，β>α

δp≥0，δupv<0或δp<0，δupv≥0时，光伏阵列工作点位于其p-v曲线峰值右侧。为向最大功率点靠近，需使upv减小，欲减小upv，需增大α或减小β。由于β>α，控制器优先减小β以保持α尽可能小。此时令sf＝3.

(4)模式4：δp≥0，δupv<0，β≤α；或δp<0，δupv≥0，β≤α

δp≥0，δupv<0或δp<0，δupv≥0时，光伏阵列工作点位于其p-v曲线峰值右侧。为向最大功率点靠近，需使upv减小，欲减小upv，需增大α或减小β。由于β＝α，控制器将同步增大β与α。此时令sf＝4.

依照前述控制算法计算所得的α与β，将由脉冲调制模块加以处理，进而产生子模块中开关器件所需的触发信号。此处所采用的调制方法为移相/直通调制法^[21]，与之对应的一个开关周期内门极触发信号生成机制如图10所示。

如图4所示的多子模块串联结构，采用8个光伏阵列作为输入电源，其中每个光伏阵列包含25个并联支路，每条并联支路均包含15个光伏电池组件串联，各个光伏电池组件温度均为25℃，光照条件按照试验要求加以控制。光伏组件型号为sunpowerspr-305-wht，在仿真条件下的最大功率点电压约为825v。

阻抗型多模块串联式直流升压变换器含有8个qzsdc子模块单元，具体电路参数为：l1＝l2＝100μh，c1＝c2＝220μf，c3＝100μf，子模块中高频变压器原副边匝比n＝1:4，开关频率f＝5khz，双极性并网侧电压为±30kv。

在仿真过程中，t＝0-0.16s时，各个光伏阵列的光照和温度条件相同；t＝0.16-0.4s时，用大幅度的光照变化改变各个光伏阵列的输出功率，以模拟系统运行中可能出现的功率失配情况。如图11所示为各个光伏阵列上的太阳辐照度随时间变化的波形图。

子模块1-8的输出电压u2以及阻抗型多模块串联式直流升压变换器输出的总电压utotal如图12所示。从图12中可以看出，在系统发生输入功率失配之前(t＝0-0.16s)，8个子模块的输出电压相同，均为约3750v。当t＝0.16s时，改变各个光伏阵列的光照条件，温度条件不变，使光伏阵列1-8的输出功率发生不同程度变化，子模块1-8的输出电压也发生相应变化。在系统发生功率波动之后(t＝0.16-0.4s)，稳定后的子模块1-8输出电压在4300v-3200v范围内，升压变换器输出侧串联总电压由于后级单双极性转换dc-dc变换器的控制，在系统发生功率波动时无明显变化，始终稳定在30kv左右。

t＝0.16s时，光伏阵列4的太阳辐照度由1000w/m²降为880w/m²，在温度条件不变的情况下，光伏电池组件的最大功率点电压无明显变化，最大功率点电流变为5a；理论上此时阵列输出电压应无明显变化，为同一串联支路上光伏电池组件的最大功率点电压之和，输出电流应变为约125a。由图13所示仿真结果可以看出，光伏阵列4输出电压在t＝0-0.4s时均稳定在约820v；输出电流在t<0.16s时稳定在约136a，t＝0.16s-0.4s时稳定在约122a，响应迅速，mppt效果良好。由此可见各子模块对相应光伏阵列的独立mppt控制正确有效。

以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。