一种基于复阻抗压缩技术的高效率整流电路的制作方法

本发明涉及一种微波整流电路，具体涉及一种基于复阻抗压缩技术的高效率整流电路。

背景技术：

近年来，无线能量传输(wpt:wirelesspowertransmission)技术越来越受到学术界和工业界的广泛关注。wpt具有广泛的应用场景，较为常见的有无线传感网络(wsn：wirelesssensornetwork)、rfid系统、电子设备的远距离充电等。这种能量传输方式可以克服传统的用电缆进行能量传输的诸多限制，大大扩大了该技术的应用领域。无线能量传输，是把能量首先转换为微波形式的能量经发射天线发射到自由空间中，经自由空间传播后，在接收端通过接收天线将能量接收后通过整流电路将射频能量转化为直流能量以供电子设备的使用。

接收端的天线和整流电路合起来构成了接收整流天线(antenna+rectifier＝rectenna)。整流电路作为整流天线中的一个核心组件，其性能也对整流天线的性能具有重要的影响。整流电路包括匹配网络、输入低通滤波器、整流器件(schottkydiode)、直通滤波器以及负载等部分。评价整流电路性能的最为关键的一个指标是射频到直流的转换效率(rf-to-dcpowerconversionefficiency)。整流电路的转换效率与输入功率、负载以及匹配网络等部分有关。通常匹配网络都是针对一个特定的功率点进行设计的，当偏离该功率点后整流电路的效率会大幅度降低。

技术实现要素：

为了克服现有技术存在的缺点与不足，本发明提供一种基于复阻抗压缩技术的高效率整流电路。

本发明公开的一种复阻抗压缩网络连接在整流电路的输入端，当整流电路的输入阻抗因输入功率变化而产生变化，导致阻抗失配效率下降时，该网络能减小整流电路的阻抗变化范围，提高匹配性能和整流效率，从而使整流电路能在更宽的输入功率范围内实现高整流效率。所述复阻抗压缩网络还具有结构简单、设计灵活等优点。所述整流电路还包括了直流阻断器、整流二极管和用谐波抑制网络实现的直流滤波器。

本发明采用如下技术方案：

一种基于复阻抗压缩技术的高效率整流电路，包括上层微带结构、中间介质基板和底层金属地板，所述上层微带结构印制在中间介质基板的上表面，所述底层金属地板印制在中间介质基板的下表面，其特征在于，所述上层微带结构由复阻抗压缩及匹配网络i、对管整流电路结构ii、谐波抑制网络iii和负载端连接构成；

所述复阻抗压缩及匹配网络i由用于实现阻抗匹配的第一微带线1分别与用于实现复阻抗压缩的两个并联整流路径连接构成，所述两个并联整流路径具体为第一整流路径及第二整流路径，所述第一整流路径包括用于调控阻抗的第二微带线2和隔直流通交流的第一电容3，所述第二微带线2与第一电容3的一端连接，所述第二整流路径包括隔直流通交流的第二电容4；

所述对管整流电路结构ii由第五微带线5、第一整流管6、第二整流管7、第八微带线8、第九微带线9、第三整流管10、第四整流管11和第十二微带线12构成，所述第一整流管6和第二整流管7的正极均加载在第十五微带线15与第一电容3的连接处，第一整流管6和第二整流管7的负极分别与第五微带线5和第八微带线8连接；所述第三整流管10和第四整流管11的正极均加载在第二十微带线20与第二电容4连接处，第三整流管10和第四整流管11的负极分别与第九微带线9和第十二微带线12连接；

所述谐波抑制网络iii由第十三、十四、第十五、第十六、第十七、第十八、第十九、第二十、第二十一、第二十二微带线13、14、15、16、17、18、19、20、21、22构成，所述第十三及第十四微带线13、14垂直连接在第十五微带线15的同一侧，所述第十六及第十七微带线16、17垂直连接在第十五微带线的另一侧，所述第十八及第十九微带线18、19垂直连接在第二十微带线20的同一侧，所述第二十一及第二十二微带线21、22垂直连接在第二十微带线20的另一侧，所述第十五微带线15的两端分别与第一电容3及负载端连接；所述第二十微带线20的两端分别与第二电容4及负载端连接。

所述负载端包括第一整流路径的负载端及第二整流路径的负载端，所述第一整流路径的负载端由第一电阻23和第二十四微带线24连接构成，所述第一电阻23的一端与第十五微带线15连接；

所述第二整流路径的负载端由第二电阻25和第二十六微带线26连接构成，所述第二电阻25的一端与第二十微带线20连接。

所述第五微带线5、第八微带线8、第九微带线9、第十二微带线12、第二十四微带线24和第二十六微带线26均通过金属化过孔连接底层金属地板。

第一整流管6、第二整流管7、第三整流管10和第四整流管11均由两个二极管共阴极封装而成。

所述第一电容3与第二电容4完全相同。

所述第一整流路径的负载端与第二整流路径的负载端完全相同。

所述第二微带线2的设计公式为：

其中zicn和θicn分别是第二微带线2的特征阻抗和电长度，zl0是从第一电容3往负载端看过去的等效阻抗，xl0是zl0的虚部。当zicn和θicn满足关系上式时，第二微带线2使两个整流路径的阻抗具有相反的相位，并在两个整流路径并联后减小输入阻抗的变化范围。

本发明的有益效果：

(1)本发明设计的复阻抗压缩网络有利于减小整流电路输入阻抗随输入功率变化的阻抗变化范围，进而提高电路的匹配性能和整流效率，从而在更宽的输入功率范围内实现高整流效率；

(2)本发明中应用于整流电路设计的复阻抗配网络具有严格的参数设计公式，设计步骤明确；

(3)本发明在输出端口采用的谐波抑制网络有利于提高整流效率。

附图说明

图1是本发明的电路结构图；

图2是本发明的复阻抗压缩网络的示意图；

图3是双频复阻抗压缩网络的特性图；

图4是本发明实施例在不同输入功率下，与不使用复阻抗压缩网络的普通整流电路的输入阻抗比较结果；

图5是本发明实施例在不同输入功率下，与不使用复阻抗压缩网络的普通整流电路的整流效率的仿真与测量结果。

具体实施方式

下面结合实施例及附图，对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

如图1所示，一种基于复阻抗压缩技术的高效率整流电路，包括上层微带结构、中间介质基板和底层金属地板，所述上层微带结构印制在中间介质基板的上表面，所述底层金属地板印制在中间介质基板的下表面，所述上层微带结构由复阻抗压缩及匹配网络i、对管整流电路结构ii、谐波抑制网络iii和负载端连接构成。本发明的设计步骤为先分别设计对管整流电路结构ii、谐波抑制网络iii和负载端，最后设计复阻抗压缩及匹配网络i。本实施例中的工作频率是f＝2.45ghz，信号源端口阻抗为50ω。

所述对管整流电路结构ii由第五微带线5、第一整流管6、第二整流管7、第八微带线8以及第九微带线9、第三整流管10、第四整流管11、第十二微带线12连接构成。其中第五微带线5和第八微带线8通过金属化过孔连接底层金属地板；第十微带线10和第十二微带线12通过金属化过孔连接底层金属地板；第一整流管6和第二整流管7的正极均加载在第十五微带线15与第一电容3的连接处，两个整流管的负极分别与第五和第八微带线5、8的一端连接；第三整流管10和第四整流管11的正极均加载在第二十微带线与第二电容4的连接处，两个整流管的负极分别与第十和第十二微带线10、12的一端连接。

所述谐波抑制网络iii由第十三微带线13、第十四微带线14、第十五微带线15、第十六微带线16、第十七微带线17、第十八微带线18、第十九微带线19、第二十微带线20、第二十一微带线21、第二十二微带线22构成。所述第十三微带线13和第十四微带线14垂直连接在第十五微带线15的一侧；所述第十六微带线16和第十七微带线17垂直连接在第十五微带线15的另一侧；所述第十八微带线18和第十九微带线19垂直连接在第二十微带线20的一侧，第二十一微带线21和第二十二微带线22垂直连接在第二十微带线20的另一侧。所述第十三微带线13、第十四微带线14、第十六微带线16和第十七微带线17分别用于抑制工作频率f的基波、二次谐波、三次谐波和四次谐波；所述第十八微带线18、第十九微带线19、第二十一微带线21和第二十二微带线22分别用于抑制工作频率f的基波、二次谐波、三次谐波和四次谐波；该谐波抑制网络有利于提高整流电路的工作效率。

所述基于复阻抗压缩技术的高效率整流电路的负载端包括第一整流路径的负载端及第二整流路径的负载端，所述第一整流路径的负载端由第一电阻23和第二十四微带线24连接构成，所述第一电阻23的一端与第十五微带线15连接；，其中第二十四微带线24通过金属化过孔连接底层金属地板；所述第二整流路径的负载端由第二电阻25和第二十六微带线26连接构成，所述第二电阻25的一端与第二十微带线20连接，其中第二十六微带线26通过金属化过孔连接底层金属地板；所述第一电阻23和第二电阻25的选择会影响到整流电路在两个不同的工作频率下的整流效率，本实施例采用源阻抗牵引仿真的方法，确定第一电阻23和第二电阻25均为360ω，保证整流电路在工作频率下具有较高的整流效率。

如图2所示，所述的复阻抗压缩及匹配网络i由第一微带线及与其连接的两个整流路径构成，所述两个整流路径并联，所述第一整流路径包括用于调控阻抗的第二微带线2和隔直流通交流的第一电容3，所述第二微带线2与第一电容3的一端连接，所述第二整流路径包括隔直流通交流的第二电容4。zl1和zl2分别是整流电路从第一电容3和第二电容4往负载端看过去的等效阻抗。在本发明中，两个整流支路完全相同，且第一电容3与第二电容4相同，因此zl1＝zl2＝zl。第二微带线2的设计公式为

其中zicn和θicn分别是第二微带线2的特征阻抗和电长度，zl0是整流支路等效阻抗zl的某一具体值，取zl阻抗变化范围的中点，xl0是zl0的虚部。当zicn和θicn满足关系式(1)时，第二微带线2可以使两个整流路径的阻抗具有相反的相位。利用它们的相位补偿特性，当两个整流路径并联时，能减小总输入阻抗的变化范围，从而实现阻抗压缩的效果。第一微带线1用来实现图2中的zin与信号源阻抗间的匹配。在本实施例中，第一微带线1的宽度w1＝3.6mm，长度l1＝21mm，第二微带线2的宽度w2＝0.4mm，长度为l2＝5mm。

本实施例中一种基于复阻抗压缩技术的高效率宽功率范围整流电路的结构如图1所示，以下仅仅为本发明的一个实例，本实例中选择的整流管型号是安华高公司的hsms-286f，所用的介质基板为arlon-ad255,其厚度为30mil，介电常数为2.55。所设计的整流电路工作在2.45ghz。具体电路尺寸选择如下：第一微带线的长＝21mm，宽＝3.6mm；第二微带线的长＝5mm，宽＝0.4mm；第五微带线的长＝14.4mm，宽＝2.4mm；第八微带线的长＝14.4mm，宽＝2.4mm；第九微带线的长＝14.4mm，宽＝2.4mm；第十二微带线的长＝14.4mm，宽＝2.4mm；第十三微带线的长＝14.6mm，宽＝2.4mm；第十四微带线的长＝23.2mm，宽＝2.4mm；第十五微带线的长＝37.6mm，宽＝2.4mm；第十六微带线的长＝14.3mm，宽＝2.4mm；第十七微带线的长＝10.1mm，宽＝2.4mm；第十八微带线的长＝14.6mm，宽＝2.4mm；第十九微带线的长＝23.2mm，宽＝2.4mm；第二十微带线的长＝37.6mm，宽＝2.4mm；第二十一微带线的长＝14.3mm，宽＝2.4mm；第二十二微带线的长＝10.1mm，宽＝2.4mm；第二十四微带线的长＝3mm，宽＝2.4mm；第二十六微带线的长＝3mm，宽＝2.4mm；第十三微带线和第十六微带线分别加载在第十五微带线上距离其左端20.5mm的位置；第十四微带线和第十七微带线分别加载在第十五微带线上距离其左端32.6mm的位置；第十八微带线和第二十一微带线分别加载在第二十微带线上距离其左端20.5mm的位置；第十九微带线和第二十二微带线分别加载在第二十微带线上距离其左端32.6mm的位置；第一电容＝330pf，第二电容＝330pf，负载电阻＝360ω。

图3所示是复阻抗压缩网络的特性图。图中横坐标数字表示阻抗实部，纵坐标数字表示阻抗虚部，单位为ω。网格部分表示加入复阻抗压缩之前的阻抗zl变化范围，实部rl∈[1ω,1000ω]，虚部xl∈[-50ω,100ω]。加入复阻抗压缩网络i后，对应的输入阻抗zin集中在实部re{zin}∈[17ω,70ω]，虚部im{zin}∈[-10ω,63ω]的范围内，其变化范围被大幅度缩小，有利于提高与源端的匹配性能。

图4所示是整流电路采用复阻抗压缩技术和不采用复阻抗压缩技术时，输入阻抗随输入功率的变化情况；图中横坐标是输入功率，单位dbm，纵坐标是输入阻抗，单位是ω。从图中可以看到，当整流电路不采用复阻抗压缩技术时，输入阻抗的实部变化范围是21.3ω-52.7ω，输入阻抗的虚部的变化范围是-1.7ω-34.8ω；当该整流电路采用复阻抗压缩技术后，输入阻抗的实部的变化范围是48.9ω-63.3ω，输入阻抗的虚部的变化范围是0.3ω-7.8ω。该结果证明了复阻抗压缩网路可以减小整流电路输入阻抗的实部与虚部的变化范围，即降低输入阻抗对输入功率变化的敏感程度，提高整流电路的阻抗匹配性能，进而提高整流效率。

图5所示是整流电路采用复阻抗压缩技术和不采用复阻抗压缩技术时，在不同输入功率下的整流效率仿真与测试结果。图中横坐标是输入功率，单位是dbm，纵坐标是转换效率，单位是％。从图中可以看到，采用复阻抗压缩技术的整流电路的整流效率大于50％的输入功率范围是1.6dbm-20.9dbm，比不采用复阻抗压缩技术的整流电路宽3.7db(5.6dbm-21.2dbm)。图中测量结果与仿真结果基本吻合，存在一定偏差是由电路加工误差引入的，属于可接受范围。以上测试结果证明了本发明设计理论的正确性和可行性。

综上所述，本发明提出了一种基于复阻抗压缩技术的高效率宽功率范围的整流电路，该电路通过谐波抑制网络提高整流效率，通过复阻抗压缩网络拓宽输入功率范围，从而使公开的整流电路在很宽的输入功率范围具有高整流效率。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。