基于模块化多电平换流器的无功补偿装置的制作方法

本发明涉及电力技术领域，尤其涉及一种基于模块化多电平换流器的无功补偿装置。

背景技术：

随着电力系统的飞速发展，对无功补偿的电压等级和容量的要求越来越高，一系列级联多电平拓扑结构的无功补偿装置应运而生。MMC(Modular Multilevel Converter，模块化多电平换流器)无功补偿装置在高压大功率场合的应用日渐增加，传统的MMC-STATCOM(Modular Multilevel Converter-Static Synchronous Compensator，基于模块化多电平换流器的静止同步补偿器)装置的各个子模块间的电压平衡控制方法有频繁投切子模块造成开关器件频率过高和随着子模块数目的增加排序算法复杂执行时间迅速上升等缺点。

如何降低装置的开关损耗和减少均压控制的执行时间成为MMC-STATCOM的研究重点。

技术实现要素：

在下文中给出了关于本发明的简要概述，以便提供关于本发明的某些方面的基本理解。应当理解，这个概述并不是关于本发明的穷举性概述。它并不是意图确定本发明的关键或重要部分，也不是意图限定本发明的范围。其目的仅仅是以简化的形式给出某些概念，以此作为稍后论述的更详细描述的前序。

鉴于此，本发明提供了一种基于模块化多电平换流器的无功补偿装置，以至少解决现有技术存在开关损耗过高和均压控制执行时间过长的问题。

根据本发明的一个方面，提供了一种基于模块化多电平换流器的无功补偿装置，基于模块化多电平换流器的无功补偿装置包括主电路、检测电路、控制电路和驱动电路；主电路由连接电网的第一电感、第二电感和第三电感以及MMC换流器组成；检测电路用于采样负载侧电流、补偿电流、电容电压、电网电压和桥臂电流；控制电路包括DSP(Digital Signal Processing，数字信号处理)模块和FPGA(Field－Programmable Gate Array，现场可编程门阵列)模块，以实现坐标变换、载波移相调制、子模块电容电压优化平衡控制的功能；驱动电路用于将DSP模块输出的PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)信号进行放大以及隔离驱动功率开关管。

优选地，MMC换流器相对于传统的多电平换流器有明显的优势，MMC换流器的输出为多电平，接近于正弦波，谐波含量小，能够实现无功功率、谐波以及不平衡的综合补偿。基于载波移相的优化电容电压平衡控制策略，控制简单、易于实现，并且可以避免子模块频繁的投切，减少功率管的开关频率，降低开关损耗以及避免传统电压排序算法复杂的计算和大量的运行时间，提高控制速度。

优选地，该装置具有快速调节电容电压平衡和降低换流器开关损耗的能力，具有三相MMC拓扑结构，每相的上、下两桥臂由n个SM(sub module，子模块)模块级联而成，每个桥臂串联一个电感，每个SM模块由两个互补导通的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)和一个储能电容组成；其中，n为大于等于1的正整数。

优选地，采用优化的电容电压平衡控制策略使电容电压保持平衡，优化的电容电压平衡控制策略由判断投入子模块数目变化量N_diff、子模块电容电压值优化处理和电容电压值分组存储三部分构成，可以有效地实现控制电容电压平衡的功能并且有降低器件开关频率和提高控制速度的优点。

优选地，在优化的电容电压平衡控制策略中，首先，利用CPS-SPWM(Carrier Phase-shifted Sinusoidal Pulse Width Modulation，正弦脉宽调制)调制技术将经过前馈解耦控制得到的调制波与每个桥臂的移相三角载波进行比较，得到需要投入的子模块数N_on。再判断当前周期和上一周期投入子模块数目变化量N_diff，若N_diff为0，则保持上一周期的投切状态，若N_diff不为0再对未越限的子模块电容电压值引入稳定系数。这样可以使子模块尽可能地保持上一周期的投切状态，能够避免子模块不必要的投切，降低器件开关频率，减少开关损耗。

优选地，该装置通过对优化后的子模块电容电压值分组存储，同一组内的子模块投切优先级相同，这样能够避免传统电压排序法带来的复杂运算和运行时间过长的缺点。

优选地，通过电压环来平衡直流侧电容电压，经电压、电流前馈解耦和PI调节后得到调制信号u_abc，与移相三角载波比较，经优化电容电压平衡控制后生成PWM波。其中，PI调节包括比例调节和积分调节。PI调节器是一种线性控制器，它可以根据给定值与实际输出值构成控制偏差，将偏差的比例(P)和积分(I)通过线性组合构成控制量，对被控对象进行控制。

基于MMC-STATCOM的优化电容电压平衡控制有利于降低器件的开关频率和避免传统电压排序算法运行所需的大量时间，具体实现方法如图3所示。

(一)传统子模块电容电压平衡控制

传统子模块电容电压平衡控制以严格保证各子模块之间的电容电压与参考电压完全相同为目标，按照桥臂电流i_arm方向的不同和各子模块电压的排序结果选择相应的子模块投入或切除。具体的实现方法如图8所示，先将桥臂电容电压用冒泡算法排序，然后根据调制策略得到桥臂某一时刻需投入的子模块数目N_on，每个桥臂有n_SM个子模块，根据桥臂电流方向，分别在充电电流时投入电容电压值最小的N_on个子模块，放电电流时投入电容电压值最大的N_on个子模块。这种方法没有考虑子模块上一周期的投切状态，这样会带来两个问题：一是频繁地切换子模块导致开关频率较高，开关损耗太大，二是随着子模块数目的增加，冒泡排序算法执行的时间会迅速地上升。

(二)本发明提出的优化子模块电容电压平衡控制

(1)降低器件开关频率，减小开关损耗

1)将所有参考波形与移相载波比较产生的PWM信号进行叠加，确定桥臂投切子模块个数N_{_on}，通过电容电压平衡控制生成PWM信号分配给各个模块。如图4所示，每个桥臂的调制信号与n个移相的三角载波进行比较，得到的电平转换信号可以叠加成n+1电平的波形，该波形确定每一时刻MMC上、下桥臂所需要投切的子模块个数，得到桥臂当前周期需投入的子模块数N_{_on}和上一周期需投入的子模块数N_{_on_old}，计算它们的差值N_diff是否为0，若为0则当前周期保持着上一周期子模块的投切状态。优点在于避免了不必要的开关动作和复杂计算。

2)若N_diff不为0，如图5所示，在电容电压参考值附近设置一组上下限U_{C_h}、U_{C_l}。对电容电压未越限的子模块，优化策略通过引入稳定系数使其具有一定的保持原来投切状态的能力，以降低器件的开关频率。具体实现方法是：当桥臂电流大于0(充电电流)时，位于上下限内的投入子模块电容电压乘以一个略小于1的稳定系数，位于上下限内的切除子模块电容电压乘以一个略大于1的稳定系数；当桥臂电流小于0(放电电流)时，位于上下限内的投入子模块电容电压乘以一个略大于1的稳定系数，位于上下限内的切除子模块电容电压乘以一个略小于1的稳定系数。优点在于尽可能保证子模块当前周期与上一周期的投切状态一致，降低器件开关频率，减小开关损耗。

(2)减小电压平衡过程执行时间，提高动态响应能力

1)如图6所示，优化子模块电容电压值后，找出电容电压的最大值U_Cmax和最小值U_Cmin再根据电压偏差值ΔV将电容电压分成Y组，属于同一组的子模块优先级相同。Y＝(U_Cmax-U_Cmin)/ΔV。电容电压值为U_Ci(1<＝i<＝n_SM)的子模块存放在第Y_j组(1<＝j<＝Y)，Y_j的表达式为：Y_j＝round((U_Ci-U_Cmin)/ΔV)，round为向上取整函数。例如，需要投入电压最高个N_{_on}子模块，又有其中表示第Y_j组子模块的数目，则将组n+1到组Y中的子模块全部投入，在组n中任意投入个子模块。优点在于可以避免排序算法所需的大量执行时间和复杂计算。两种方法耗时对比如表1和图9所示，当时钟周期为20ns，桥臂子模块数目N为100时，传统冒泡排序法需要507μs，分组存储策略只需8μs。

表1冒泡排序法和分组存储策略各步骤执行时间

2)最后依据电流方向投入对应的子模块。具体方法如图6所示，判断桥臂电流方向，当电流大于0时，表示充电状态，则选择投入电压最低的N_{_on}个子模块；当电流小于0时，表示放电状态，则选择投入电压高的N_{_on}个子模块，生成的PWM信号经驱动电路后控制开关管的通断，使输出电压电平数达到2n+1个电平。

本发明基于模块化多电平换流器的无功补偿装置，在传统MMC无功补偿装置的基础上，改进了子模块电容电压平衡控制方法，使得器件开关频率得以降低，程序运行速度加快，使系统更加稳定、可靠的工作，具有以下优点：

1、提出了一种基于载波移相的优化电容电压平衡控制策略，其简单、易于实现，能够很好地实现子模块电容电压平衡的功能。

通过对参考电压上下限内的子模块引入稳定系数，使子模块近肯能地保持上一周期的投切状态，解决器件开关频率过高的问题，达到降低开关损耗的效果。

采用对优化后的电容电压值分组存储的方法，有效地避免了电压排序带来的大量运算时间和复杂计算，提高了系统的动态响应能力。

2、采用电压、电流前馈解耦控制方式提高系统闭环控制，提高了系统的稳定性。

3、采用DSP+FPGA的控制方式，DSP作为运算和控制部分，FPGA用来产生PWM波，这样大大提高了控制、运算速度，提高了整个装置的响应时间。

通过以下结合附图对本发明的最佳实施例的详细说明，本发明的这些以及其他优点将更加明显。

附图说明

本发明可以通过参考下文中结合附图所给出的描述而得到更好的理解，其中在所有附图中使用了相同或相似的附图标记来表示相同或者相似的部件。所述附图连同下面的详细说明一起包含在本说明书中并且形成本说明书的一部分，而且用来进一步举例说明本发明的优选实施例和解释本发明的原理和优点。在附图中：

图1为系统整体结构框图；

图2为三相MMC拓扑结构图；

图3为优化电容电压平衡总体控制原理图；

图4为判断桥臂子模块数目变化量的处理流程图；

图5为子模块电容电压值优化处理的流程图；

图6为子模块分组存储的流程图；

图7为MMC控制框图；

图8为传统电压平衡控制方法的流程图；

图9为当t_clk＝20ns时，冒泡排序法时间和分组存储法执行时间对比的示意图；

图10为电流检测电路的结构图；

图11为电压过零检测电路的结构图；

图12为直流电压检测电路的结构图；

图13为驱动电路的结构图；

图14为系统软件主程序流程图；

图15为A/D转换中断服务子程序流程图；

图16为捕获中断子程序流程图；

图17为T1周期中断子程序流程图；

图18为故障保护子程序流程图；

图19为传统电压排序法子模块电容电压的示意图；

图20A-图20C为电压平衡策略下的子模块电容电压的示意图；

图21为传统控制方法下器件的开关频率的示意图；

图22为优化控制方法下器件的开关频率的示意图。

本领域技术人员应当理解，附图中的元件仅仅是为了简单和清楚起见而示出的，而且不一定是按比例绘制的。例如，附图中某些元件的尺寸可能相对于其他元件放大了，以便有助于提高对本发明实施例的理解。

具体实施方式

在下文中将结合附图对本发明的示范性实施例进行描述。为了清楚和简明起见，在说明书中并未描述实际实施方式的所有特征。然而，应该了解，在开发任何这种实际实施例的过程中必须做出很多特定于实施方式的决定，以便实现开发人员的具体目标，例如，符合与系统及业务相关的那些限制条件，并且这些限制条件可能会随着实施方式的不同而有所改变。此外，还应该了解，虽然开发工作有可能是非常复杂和费时的，但对得益于本公开内容的本领域技术人员来说，这种开发工作仅仅是例行的任务。

在此，还需要说明的一点是，为了避免因不必要的细节而模糊了本发明，在附图中仅仅示出了与根据本发明的方案密切相关的装置结构和/或处理步骤，而省略了与本发明关系不大的其他细节。

本发明的实施例提供了一种基于模块化多电平换流器的无功补偿装置，基于模块化多电平换流器的无功补偿装置包括主电路、检测电路、控制电路和驱动电路；主电路由连接电网的第一电感、第二电感和第三电感以及MMC换流器组成；检测电路用于采样负载侧电流、补偿电流、电容电压、电网电压和桥臂电流；控制电路包括DSP和FPGA，以实现坐标变换、载波移相调制、子模块电容电压优化平衡控制的功能；驱动电路用于将DSP输出的PWM信号进行放大以及隔离驱动功率开关管。

图1给出了本发明的基于模块化多电平换流器的无功补偿装置的一个示例的结构图。如图1所示，基于模块化多电平换流器的无功补偿装置包括主电路、检测电路、控制电路和驱动电路。

主电路由连接电网的第一电感L1、第二电感L2和第三电感L3以及MMC换流器组成。第一电感L1、第二电感L2和第三电感L3分别连接于电网三相与MMC换流器之间。

检测电路用于采样负载侧电流、补偿电流、电容电压、电网电压和桥臂电流。

控制电路以DSP模块(如TI公司的TMS320F2812)和FPGA模块为核心，以实现坐标变换、载波移相调制、子模块电容电压优化平衡控制几部分的功能。

其中，坐标变换是将三相静止坐标系下的电流变换成三相旋转坐标系下的电流；三相交流量变换成两个解耦的有功直流量和无功直流量，方便控制。

参见图1的控制电路，载波移相调制指：对于每个桥臂中的N个子模块，均采用较低开关频率的SPWM，使它们对应的三角载波依次移开1/N三角载波周期，即2π/N相位角，然后与同一条正弦调制波进行比较，产生出N组PWM调制波信号，分别驱动N个子模块单元，决定它们是投入或是切除。

驱动电路用于将DSP模块输出的PWM信号进行放大以及隔离驱动功率开关管。

MMC换流器相对于传统的多电平换流器有明显的优势，MMC换流器的输出为多电平，接近于正弦波，谐波含量小，能够实现无功功率、谐波以及不平衡的综合补偿。基于载波移相的优化电容电压平衡控制策略，控制简单、易于实现，并且可以避免子模块频繁的投切，减少功率管的开关频率，降低开关损耗以及避免传统电压排序算法复杂的计算和大量的运行时间，提高控制速度。

此外，由上文描述可知，传统子模块电容电压平衡控制以严格保证各子模块之间的电容电压与参考电压完全相同为目标，按照桥臂电流i_arm方向的不同和各子模块电压的排序结果选择相应的子模块投入或切除。具体的实现方法如图8所示，先将桥臂电容电压用冒泡算法排序，然后根据调制策略得到桥臂某一时刻需投入的子模块数目N_on，每个桥臂有n_SM个子模块，根据桥臂电流方向分别在充电电流时投入电容电压值最小的N_on个子模块，放电电流时投入电容电压值最大的N_on个子模块。这种方法没有考虑子模块上一周期的投切状态，这样会带来两个问题：一是频繁地切换子模块导致开关频率较高，开关损耗太大，二是随着子模块数目的增加，冒泡排序算法执行的时间会迅速地上升。相比于上述传统技术，本发明的基于模块化多电平换流器的无功补偿装置具有快速调节电容电压平衡和降低换流器开关损耗的能力，例如，该装置可以具有如图2所示的三相MMC拓扑结构，每相的上、下两桥臂由n个SM模块级联而成，每个桥臂串联一个电感，每个SM模块由两个互补导通的IGBT和一个储能电容组成；其中，n为大于1的正整数。

根据一个实现方式，基于模块化多电平换流器的无功补偿装置可以采用优化的电容电压平衡控制策略(即子模块电容电压优化平衡控制)使电容电压保持平衡，优化的电容电压平衡控制策略由判断投入子模块数目变化量N_diff、子模块电容电压值优化处理和电容电压值分组存储三部分构成，可以有效地实现控制电容电压平衡的功能并且有降低器件开关频率和提高控制速度的优点。

其中，在优化的电容电压平衡控制策略中，如图4和图5所示，首先，可以利用CPS-SPWM调制技术将经过前馈解耦控制得到的调制波与每个桥臂的移相三角载波进行比较，得到需要需要投入的子模块数N_on。再判断当前周期和上一周期投入子模块数目变化量N_diff，若N_diff为0，则保持上一周期的投切状态，若N_diff不为0再对未越限的子模块电容电压值引入稳定系数。这样可以使子模块尽可能地保持上一周期的投切状态，能够避免子模块不必要的投切，降低器件开关频率，减少开关损耗。

此外，如图6所示，该装置可以通过对优化后的子模块电容电压值分组存储，同一组内的子模块投切优先级相同，这样能够避免传统电压排序法带来的复杂运算和运行时间过长的缺点。

其系统核心控制例如如图7所示，通过电压环来平衡直流侧电容电压，经电压、电流前馈解耦和PI调节后得到调制信号u_abc，与移相三角载波比较，经优化电容电压平衡控制后生成PWM波。

下面描述本发明的基于模块化多电平换流器的无功补偿装置的一个应用示例。

本发明通过软硬件结合的方法，首先，由电流检测电路采样负载侧电流和补偿电流，电压过零检测电路检测a相电网电压的频率，直流电压检测电路对MMC电容电压进行采样，以DSP和FPGA作为核心控制芯片，对其进行系统编程控制，输出PWM波形，最后，经过驱动电路的功放、隔离驱动子模块的IGBT。

(一)硬件部分

1、电流检测电路

如图10所示，采用电流霍尔传感器CHB-25NP对负载电流、补偿电流和桥臂电流进行检测，以A相为例，采样的电流通过霍尔传感器的采样电阻R_M得到U_M，经隔离、偏置、低通滤波和嵌位处理后输入到DSP的A/D口。

2、电压过零检测电路

图11为电网电压的过零检测电路，该电路由两部分组成，第一部分由电阻、电容组成的RC滤波电路，减小系统和电网的相位误差，第二部分由电压比较器LM311构成，实现过零比较，同时设计了一个滞环环节来抑制干扰。

3、直流电压检测电路

如图12所示为直流侧电压采样电路，HCNR201为线性光耦，其中I₁为发光二极管，I₂、I₃为两个受光二极管，通过线性光耦采样直流电压，经电阻分压、滤波、隔离处理后，由DSP进行采样。

4、驱动电路

如图13所示，采用HCPL-3120门驱动光电耦合器驱动芯片，该芯片可直接驱动1200V/100A的IGBT，由控制电路输出的PWM信号接入光耦的3脚，经过隔离、放大，驱动IGBT。

5、控制电路

控制单元实现系统的软件编程部分，由控制芯片DSP和FPGA联合完成，DSP选择TI公司的TMS320F2812作为主控制器，具有精度高、成本低、功耗小等，FPGA选用ALTER的EP3C10E144C8型号FPGA作为辅控制器，输出PWM波形。

(二)软件部分

系统的软件部分包括主程序、A/D转换子程序、故障保护子程序、捕获中断子程序、T1周期中断子程序。

1、主程序

如图14所示，系统进入主程序入口，对DSP和FPGA控制芯片内部初始化，包括I/O口的初始化、中断初始化、事件管理器初始化、A/D初始化、XINT初始化、FPGA复位，配置完成后等待中断。

2、A/D转换中断服务子程序

图15为A/D转换中断服务子程序流程图，该子程序目的是对采样的模拟信号转化成数字信号，对转换结果读取后，进行电流、电压的PI调节。

3、捕获中断子程序

捕获中断的目的是检测电网电压的频率，实现锁相环功能。如图16所示在A相电压信号上升沿的过零点开启捕获中断，将捕获值送给定时器T2，连续两次采样的数值之差就是电网频率，若电网波动值超出一定范围时，捕获值无效。

4、T1周期中断子程序

T1中断子程序的作用是实现电流、电压的检测，将检测信号送给FPGA，判断桥臂电流极性，接收来自FPGA的子模块电容电压信号、调制波信号，流程图如图17所示。

5、保护中断子程序

为保障系统安全运行，需要设置故障保护，如图18所示为故障保护中断子程序。一旦系统中出现如过压、欠压以及过流等故障时，将启动该子程序，封锁PWM，并保护现场，等故障解决后再恢复现场。

(三)系统仿真

为验证本发明的可行性和有效性，进行系统仿真。

图19是传统均压控制法的电容电压(N＝12)，波动在10V左右。

图20A-20C是改进均压控制法的电容电压，图20A、20B和20C分别对应着子模块数为12，分成8、16、32组存储的情况，即图20A为N＝12、Y＝8的情况，图20B为N＝12、Y＝16的情况，而图20C为N＝12、Y＝32的情况。可以看出子模块的电容电压比较稳定，在参靠值1000V上下微小波动，与图19传统均压控制法的均压效果相当，且分组数越多与均压效果越好。

图21是采用传统均压控制法时MMC某一子模块的驱动波形，传统均压控制法由于子模块频繁投切，平均开关频率为1032Hz。

图22是采用改进均压控制法时MMC某一子模块的驱动波形，器件平均开关频率降低到了246Hz，开关频率显著降低，损耗大大地减小了。

本发明的基于模块化多电平换流器的无功补偿装置，其通过优化电容电压平衡控制策略可以实现降低开关损耗和减少电压平衡控制的执行时间的功能，从而能够解决基于模块化多电平换流器的无功补偿装置(MMC-STATCOM)的各个子模块间的电压平衡问题。

尽管根据有限数量的实施例描述了本发明，但是受益于上面的描述，本技术领域内的技术人员明白，在由此描述的本发明的范围内，可以设想其它实施例。此外，应当注意，本说明书中使用的语言主要是为了可读性和教导的目的而选择的，而不是为了解释或者限定本发明的主题而选择的。因此，在不偏离所附权利要求书的范围和精神的情况下，对于本技术领域的普通技术人员来说许多修改和变更都是显而易见的。对于本发明的范围，对本发明所做的公开是说明性的，而非限制性的，本发明的范围由所附权利要求书限定。